基于CMOS阈值电压设计的电压基准源_徐晴昊.pdf

www.ChinaAET.comMicroelectronic Technology微电子技术基于 CMOS 阈值电压设计的电压基准源徐晴昊，奚冬杰（中国电子科技集团公司第五十八研究所，江苏 无锡 214035）摘 要：基于 TSMC 0.18 m 标准 CMOS 工艺，提出了一种新型无电阻低温漂电压基准源。通过采用 CMOS 阈值电压（Vth）和与温度成正比的电压（VPTAT）作为基础线性温度单元加权求和的方式，消除了电压基准源输出中残留的非线性温度分量，最终得到高精度的电压基准输出。其中 CMOS 阈值电压由无电阻结构产生，VPTAT的产生和与 CMOS阈值电压的加权求和由非对称差分运放完成。实测结果证明，在-55 125 温度范围内，电压基准源输出为1.23 V，温度系数为 4.5 ppm/。在无滤波电容的情况下，基准电源抑制比可达-93 dB。关键词：电压基准；阈值电压；温度系数；电源抑制比中图分类号：TN433 文献标志码：A DOI:10.16157/j.issn.0258-7998.222872中文引用格式：徐晴昊，奚冬杰.基于 CMOS 阈值电压设计的电压基准源J.电子技术应用，2023，49(1)：32-35.英文引用格式：Xu Qinghao，Xi Dongjie.Voltage reference based on CMOS threshold voltageJ.Application of Electronic Technique，2023，49(1)：32-35.Voltage reference based on CMOS threshold voltageXu Qinghao，Xi Dongjie(No.58 Research Institue of China Electronics Technology Group Corporation，Wuxi 214035，China)Abstract：A novel low temperature coefficient voltage referece without resistors is presented in this brief,which is compatible with standard TSMC 0.18 m CMOS technology.Threshold voltage(Vth)and proportional to absolute temperature voltage(VPTAT)form the basic linear temperature components.By weighting the sum of the two through asymmetric differential operational amplifier,the nonlinearity in the voltage reference is cancled and the precision of the output voltage is improved.The Vth is achieved by resistorless circuit and the VPTAT is achieved by asymmetric differential operational amplifier.The experimental results show that in the temperature range of-55 to 125,the voltage reference is 1.23 V with a temperature coefficient of 4.5 ppm/,and the power supply rejection ratio is lower than-93 dB while without filtering capacitor.Key words：voltage reference；threshold voltage；temperature coefficient；PSRR0 引言电压基准源作为一个基础单元模块被广泛应用于诸如数据传输、随机存储器和射频电路等电子系统。高精度的电压基准源应具有与工艺无关的低温度和低电源电压敏感性，其输出电压精度将限制所在系统的性能上限，因此研究如何设计高精度电压基准源具有重要意义14。传统电压基准源基于三极管带隙电压进行设计，采取一阶补偿方案，输出为三极管基极与发射极间压差（VBE）和热电压（VT）的加权和。由于 VBE的展开式中存在温度的非线性高阶分量，因此传统电压基准源如需提升输出精度则需采取高阶曲率补偿方案。针对一阶补偿因固有缺陷所导致基准输出电压精度受限问题，业内提出了电阻温度系数补偿、亚阈值区 MOS 补偿、指数型电流补偿和分段线性曲率补偿等高阶温度补偿方案，但综合考虑功耗、面积、噪声、模型精度、良率和工艺兼容性等问题上述方案应用场景受限57。针对传统带隙结构基准所存在的问题，本文采用两个具有线性互补温度系数的电压项加权求和方案，提出了一种基于 CMOS 阈值电压设计的电压基准源。其中基础线性正温度系数单元由与温度成正比的电压VPTAT实现，基础线性负温度系数单元由 MOS 管阈值电压 Vth实现，电路中所有 MOS 管均工作于强反型区，可实现更高的仿真模型精度。采用具有PSRR提高技术的自偏置电流源为无电阻Vth产生模块提供电流偏置，其通过减小电流镜像误差，可提升电压基准输出抗电源噪声干扰能力。考虑自偏置电流源中输出电流温度特性，利用一个非对称差分运放即可32Microelectronic Technology微电子技术电子技术应用 2023年 第49卷 第1期同时实现VPTAT的产生和VPTAT与Vth的加权求和。最终所设计电压基准源在 2.5 V5 V 电源电压下，以及-55 125 温度范围内温度系数低至 4.5 ppm/，由于未采用电阻且所有 MOS 管均工作于强反型区，因此本文所提出基准电路具有更高的输出精度和更广的应用范围810。1 电路补偿原理为避免 VBE中高阶非线性温度分量影响电压基准输出精度，本文基于具有线性负温度系数的 Vth设计了一种新型无电阻电压基准源，其系统架构如图 1 所示。图 1中具有 PSRR提高技术的自偏置电流产生模块为其他模块提供大小正比于 V2T的偏置电流 Ibias，其中 为电子迁移率。将偏置电流Ibias施加于非对称差分运放求和模块，利用 MOS 管工作于饱和区时其过驱动电压和输出电流的关系，可迫使运放两个输入端之间电压差（失调电压）与温度成正比，从而获得温度补偿时所需的线性正温电压VPTAT。用于基准输出补偿的线性负温电压VCTAT与Vth成正比，其通过本文所设计无电阻阈值电压产生模块获得。将 VCTAT注入非对称差分运放正输入端，因运放正负端间压差为 VPTAT且运放处于单位负反馈环路时运放输出端电压为正端电压与失调电压之和，则此时运放输出端电压即为所需电压基准。本文所设计电压基准中 VPTAT的产生和其与 VCTAT的加权求和均由非对称差分运放模块完成，且未采用高阶补偿方案，电路结构被大幅简化。结合上述分析可知，最终基准电压表现为 Vth与 VPTAT的加权求和，具体表达式如式（1）所示：VREF=Vth+kVPTAT=Vth+kAPTATT（1）其 中 k 为 一 固 定 常 数，与 工 艺 参 数 无 关，仅 由 电 路 中MOS 管 尺 寸 比 值 决 定。APTAT为 固 定 正 值，典 型 值 为0.086 7 mV/，其代表 VPTAT温度系数。Vth详细表达式如式（2）所示：|Vth()T|=|Vth()T0|+AVth(T-T0)（2）其中 T 代表绝对温度；T0代表参考温度点；Vth()T0代表在参考温度处 MOS 管阈值电压大小；AVth为一固定负值，与具体选用工艺相关，其代表 Vth温度系数。结合式（1）、式（2）可知，Vth与 VPTAT均具有线性温度系数，当取kAPTAT=-AVth时，即有VREF/T=0，此时电压基准输出中不包含非线性温度分量，具有近似零温特性，且常温下 VREF值由所选用设计工艺中 MOS管 Vth决定。2 具体电路实现本文所提出基于 CMOS 阈值电压设计的电压基准源具体电路实现如图 2 所示。整体电路由自偏置电流产生模块（IbiasV2T）、无电阻阈值电压产生模块和非对称差分运放求和模块共三部分组成。2.1 自偏置电流产生模块（IbiasV2T）该模块为自偏置结构，MOS 管均工作于强反型区，具有较高的仿真模型精度，(W/L)MP0=(W/L)MP1=(W/L)MP2=(W/L)MP3。其中 PSRR 提高电路具有电流镜箝位功能，可通过控制 MP1 与 MP2 漏端电压相等且 VX=VY来确保电流镜镜像精度，以最终减小电源噪声对输出偏置电流的影响，整体负反馈环路增益为 2gm(MP2)gm(MN5)(rdsMP2|rdsMN5)2。假设电源存在扰动，使得 VXVY。设 VY相对于稳态时增大了+V，VX相对于稳态时减小了+V。由于（1/gMN6）ro(MP3)，因此MN4管的栅极相对于稳态时增大了+V。此时，MN4 管的栅源电压 VGS(MN4)相对于稳态时增大了+2V。VGS(MN4)上升，则 MP1 漏端电压下降，MP0 管的输出电流增大，最终调整为 VX=VY。在 VX=VY下，设置三极管 Q0 与 Q1 面积比为 N 且(W/L)MN1=(W/L)MN2，则对 MN0 和 MN1 存在如下关系：Vds(MN0)=VTln(N)（3）Vgs(MN0)=Vgs(MN1)+Vds(MN0)（4）MN0工作于三极管区，MN1工作于饱和区，且两者电流相等。考虑 MOS 管在相应工作区域电流表达式，则自偏置电流产生模块输出IbiasV2T，表达式如（5）式所示：Ibias=IMN1=Cox()W/L2MN02()W/LMN1(VTlnN)2S2（5）S=1+1+()W/LMN1()W/LMN0（6）其中 Cox代表 MOS 管单位面积栅氧化层电容，IMN1代表MN1 中电流。图 1本文中电压基准源系统框图图 2基于 CMOS 阈值电压设计的电压基准源33Microelectronic Technology微电子技术www.ChinaAET.com2.2 无电阻阈值电压产生模块无电阻阈值电压产生模块（Vth generator），用于产生具有线性负温系数的 Vth，其中 MN8 作为可调线性电阻工 作 于 三 级 管 区。调 节 MP4、MP5 电 流 镜 像 比 例 和MN7MN9 尺寸，即可使得 Vds(MN8)与 MN9 过驱动电压VOV(MN9)相等，从而在 MN9 漏端输出所需 Vth。Vds(MN9)=Vgs(MN9)-VOV(MN9)=Vth(MN9)（7）电路中器件尺寸一种有效设置的方式为：(W/L)MP5=2(W/L)MP4，(W/L)MN9=3(W/L)MN8=3(W/L)MN7。此时MN7、MN9具有相同的过驱动电压，Vds(MN8)=VOV(MN9)且Vgs(MN8)=2Vgs(MN9)-Vth(MN9)。2.3 非对称差分运放求和模块（VREF generator）通过在运放 A0 的输入端增加 MP6MP8 可构成非对 称 差 分 运 放，该 模 块 可 实 现 将 施 加 在 MP8 栅 端 的Vth(MN9)（具有线性负温系数）与 MP8 和 MP9 间栅源压差（具有线性正温系数）的加权求和。考虑闭环时运放两个输入端之间虚短的箝位特性，此时 MP8 和 MP9 源端电压相等。VREF=Vth()MN9+Vgs()MP8-Vgs()MP9（8）Vgs()MP8=Vth()MP8+()W/LMP6()W/LMP2Ibias1Cox()W/LMP8（9）Vgs()MP9=Vth()MP9+()W/LMP7()W/LMP2