一种宽输入瞬态增强LDO设计.pdf

第2 9 卷第1期2024年1月doi:10.13682/j.issn.2095-6533.2024.01.005西安邮电大学学报JOURNAL OF XIAN UNIVERSITY OF POSTS AND TELECOMMUNICATIONS一种宽输入瞬态增强LDO设计Vol.29No.1Jan.2024汪西虎，康敏安，郭仲杰，杨（1.西安邮电大学电子工程学院，陕西西安7 10 12 1；2.西安理工大学自动化与信息工程学院，陕西西安7 10 0 48)靳1，郭世骁摘要：当应用于恶劣的电子电路环境中时，汽车电子中电源管理类芯片可能发生瞬态高压和线路的动态变化。为了拓宽输人范围和改善瞬态响应性能，提出了一种宽输入瞬态增强低压差线性稳压器（LowDropoutRegulator，LDO)设计。采用预稳压电路将输人高电压转化为低压电源，为电路内部模块供电来实现宽输入。主环路使用双调整管设计方式，通过添加快速响应通路的方式加快环路对输出电压变化的响应速度，结合快速放电电路以实现快速瞬态响应。应用米勒调零补偿和零点补偿方法以保证不同带载条件下环路的稳定性。仿真结果表明，设计LDO电路输人电压的范围为340 V,预稳压电路可以将输入的高电压降压至2.8 V;LDO输出电压典型值为5V,最大可带载150 mA；当负载电流发生150 mA的跳变时，输出的上冲电压和下冲电压分别为40.32 mV和55.7 7 mV。与已有的相关设计相比，所提设计实现了较宽的输人范围，同时具有较好的瞬态响应性能。关键词：低压差线性稳压器；汽车电子；宽输入范围；快速瞬态响应；米勒调零补偿；零点补偿中图分类号：TN432A wide input range and transient-enhanced LDO design文献标识码：A文章编号：2 0 95-6 533(2 0 2 4)0 1-0 0 41-12WANG Xihu,KANG Minan,GUO Zhongjie?,YANG Jin,GUO Shixiao(1.School of Electronic Engineering,Xian University of Posts and Telecommunications,Xian 710121,China;2.School of Automation and Information Engineering,Xian University of Technology,Xi an 710048,China)Abstract:In order to widen the input range and improve the transient response performance,a wide-input and transient-enhanced low dropout regulator(LDO)design is proposed to cope with thetransient high-voltage and circuit dynamic changes that may occur when the power managementchips in automotive electronics are applied in harsh electronic circuit environments.A pre-regulatorcircuit is used to convert the high input voltage into a low voltage supply to power the internal mod-ules of the circuit to realize wide-input.The dual regulator design of the main loop is used to speedup the loop response to output voltage changes by adding a fast response path,which is combinedwith a fast discharge circuit to realize a fast transient response.The loop stability under differentband loads is ensured by the Miller zero-tuning compensation and zero compensation methods.Simu-lation results show that the input voltage range of the circuit can be realized from 3 V to 40 V,andthe pre-regulator circuit can step down the high input voltage to 2.8 V;the typical value of the LDOoutput voltage is 5 V,and it can be loaded with a maximum of 150 mA;when the load current under-goes a 150 mA jump,the output overshoot and undershoot voltages are 40.32 mV and 55.77 mV,respectively.Compared with the existing related designs,the proposed design realizes a wider inputrange and also has a better transient response performance.Keywords:low dropout regulator;automotive electronics;wide input range;fast transient response;Miller zero-tuning compensation;zero compensation收稿日期：2 0 2 3-10-2 6基金项目：国家自然科学基金项目（6 2 17 136 7）引文格式：汪西虎，康敏安，郭仲杰，等。一种宽输人瞬态增强LDO设计JI.西安邮电大学学报，2 0 2 4,2 9(1)：41-52.WANG X H,KANG M A,GUOZ J,et al.A wide input range and transient-enhanced LDO designJJ.Journal of Xian University ofPosts and Telecommunications,2024,29(1):41-52.42近年来，随着人们对汽车需求的增长和整车中电子系统所占比重的增加，汽车电子市场一直以飞快的速度发展。在汽车电子应用领域中，电源管理芯片作为电子系统中的核心组成部分，受到越来越多的关注与研究1。在电子系统中，电源管理类芯片负责将外部电源能量进行合理转化和分配，以保证电子系统内不同模块的正常工作，该类芯片主要包括开关电源变换器、电荷泵和低压差线性稳压器这3种器件。相较于其他两种器件，低压差线性稳压器(Low Dropout Regulator,LDO)具有更快的瞬态响应速度、更低的噪声、更精简的电路结构和更低的成本等优势2 。正是由于这些优点，使得目前汽车电子的电源管理多采用LDO芯片。在汽车电子实际的应用环境中，存在一些恶劣的电子电路使用环境，例如“抛负载”产生的瞬态高压对LDO芯片电压的宽输入范围提出了较高的要求3 ，或者“冷启动”引起的线路动态变化需要LDO芯片具有良好的瞬态响应特性，能够对负载或线路的变化作出迅速地响应4。LDO芯片电压的宽输人设计通常是通过预稳压的方式来实现的。预稳压是指将输人的高电压转换为稳定的低电压，为芯片内部低压工作模块提供电源，这样就保证了在高压输人时LDO芯片也能够正常工作5。良好瞬态响应特性的实现方式，通常是通过设计不同的瞬态增强电路,或是采用增强调整管栅端充放电的速度来提高摆率，或是提高主环路的带宽6-7。基于以上思路，在进行预稳压电路设计时，需要特别关注产生的低压电源的稳定性8 。文献2 采用比较简单的结构，使用高压金属氧化物半导体场效应晶体管（Metal Oxide Semiconductor FieldEffect Transistor,MOSFET)来进行降压，加人了齐纳二极管来稳定电压，以产生低压电源，但是，该结构产生的低压电源稳定性不够，会跟随输人或者负载跳变发生波动。为了进一步增加低压电源的稳定性,文献1 和文献8 在文献2 的基础上进行了改进，加人了二极管连接形式的MOS管钳位，但是，这两种设计的低压电源的稳定性仍然无法保证。文献9 采用运放钳位的负反馈结构产生预稳压效果，该结构通过负反馈调节的方式保证了预稳压电源的稳定，但是电源建立速度会受到参考电压的限制。另外，在瞬态增强电路设计需要特别关注主环路的稳定性，同时也应该能够保证环路的低功耗。例如，文献1设计了一种采用翻转电压跟随器(Flipped Voltage Follower,FVF)结构的LDO,该西安邮电大学学报结构有良好的瞬态响应特性，但其中N型金属氧化物半导体(Negative Channel Metal Oxide Semicon-ductor,NMOS)源随器的设计使得该电路的带载能力较弱。文献2 通过设计额外的摆率增强电路，通过加速调整管栅端充放电的速率，以实现LDO的瞬态增强性能,但是额外增加的摆率增强电路使得芯片面积和功耗均较大。文献8 改进了带隙基准源结构，通过增大环路带宽和驱动电流来降低响应时间，但较大的驱动电流会使得芯片的功耗较大。文献9 对LDO芯片的主环路进行了设计，采用双环负反馈网络来提高瞬态响应特性，但是该双环结构设计偏于复杂，且功耗较大。为了使得LDO设计既能产生稳定的预稳压电源，也能在增强瞬态响应性能的同时保证较低功耗,本文拟提出一种宽输人瞬态增强的LDO设计。首先，在预稳压电路中加入瞬态响应回路，通过负反馈调节来使得预稳压电源保持稳定；其次，主环路采用双调整管设计，通过为主环路添加一条快速响应通路，来加快环路对输出电压变化的响应速度；最后，结合快速放电电路，实现LDO瞬态响应的增强，通过优化运算放大器设计保证较低的功耗。1LDO的宽输入与瞬态增强图1为经典的LDO结构示意图2 。图中的EA（Er r o r A m p li f i e r）为误差放大器，VREr为带隙基准电压，VFB为反馈电压，VIN为输人电压，RL为负载电阻。经典的LDO结构使用普通的MOS管，受限于击穿电压，只能工作在低压环境中。VINVREE带隙基准Vm图1经典的LDO结构示意图可以将LDO的宽输入理解为在较大的电压输人范围内,LDO都能够正常工作。经典的LDO因电路结构受限较多，通常应用于2 5V的低压工作环境中。为了能够应用于实际的高压电子电路2024年1月EA调整管辅助电路MRmVouT第2 9卷第1期环境中，LDO通常需要设计较宽的电压输人范围，以保证在高输人电压时LDO也能正常工作，为此，在电路中需要使用大量的高压MOS管来进行降压1o。高压MOS管能够承受较大的击穿电压，在高压下也能正常工作，但是，高压MOS管会消耗较大的芯片面积，而且在高压条件下会产生较大的电流，也会使得LDO功耗较大，所以，常见的宽输人设计会通过预稳压的方式来实现5，即设计一个预稳压电路，将输入的高压转化为稳定的低电压，再为LDO内部模块提供电源，这样既减少了高压MOS管的使用，也能保证芯片内部的小电流和芯片的低功耗。LDO的瞬态增强是指,对LDO瞬态响应能力的增强，即使得LDO芯片能够快速地响应环路中电压或电流的瞬态变化。瞬态响应性能描述了在输入电压或负载电流突变瞬间，输出电压的响应及恢复稳定的过程，当输人电压或负载电流发生突变时,LDO内部节点跟随其变化的速度决定了LDO的瞬态响应能力11在一般情况下，LDO芯片会对输人电压或负载电流的突变延时反应，主要有两个方面的原因：其一,因为LDO环路的带宽有限，对输出电压的小信号响应存在一定延时；其二，由于输出调整管栅极电容的存在，调整管栅极电压的大信号变化需要一定的建立时间12。电路中输出调整管的工作状态不能及时跟随负载的变化并做出相应调整，当输入电压或负载电流发生瞬变时，会产生功率管的输出电流和负载吸收电流之间存在不匹配的情况，输出节点不匹配的电流会对输出电容充放电，因而输出电压会产生上冲和下冲的现象12 。图2 为LDO负载电流瞬变时输出电压的上、下冲情况。图中的Mpow为调整管，VCC(Volt Cur-rent Condenser)为电路的供电电压,GND(Ground)表示接地端,R和RF2均为反馈电阻，CL为负载电容，IL为负载电流,Vc为调整管栅端电压，VouT为输出电压。VCCVMrowVoUTR.MC工R.(a)下冲图2 LDO输出电压的下冲与上冲现象汪西虎，等：一种宽输入瞬态增强LDO设计生上冲现象。在实际的应用中，电源电压突变的情况较少，而负载电流突变的情况则时常会遇到，比如电子系统突然从休眠状态回到正常工作状态，因此，对负载瞬态响应的研究要比对电源电压突变的线性瞬态响应更多。假设负载电流的突然变化为IL，当负载电流变化时间小于LDO环路调节时间时，调整管源漏电流和负载电流会出现不匹配的情况，负载电容CL发生对负载电流的电荷转移，使得输出节点电压变化为VoUT，则输出节点电压变化的计算表示式13 为AVouT=式中，t表示环路的响应时间，即调整管栅端电压的反应时间。在负载电容和最大负载电流都确定的情况下，输出节点电压变化只由响应时间决定。调整管栅端电压的反应时间的计算表示式14 为1t+CparW.Is式中:Wc表示LDO的闭环带宽;Cpar表示调整管栅端的寄生电容；Vpar表示寄生电容上的电压变化量；Isr表示充电电流。由式(2)可以发现，要减小LDO对负载电流瞬变的响应调整时间，有两种办法：一方面可以增大Isr;另一方面可以增加环路的闭环带宽Wel。I s r 可以理解为调整管栅极驱动电流的能力，其与调整管的栅端摆率有关，可以采用摆率增强电路来提高调整管栅端的摆率；而闭环带宽与误差放大器的增益有关，增加带宽可以考虑通过增加误差放大器增益VC的方式来进行。VMrowR.C7RMGND(b)上冲43.如图1所示，当负载电流IL突增时，即当负载由轻载向重载切换时，在环路调节调整管栅极电压Vc稳定之前，负载电流从负载电容CL处抽取电荷，输出电压VouT因负载电容的放电而产生下冲现象；反之，当负载电流I突降时，即当负载由重载向轻载切换时，在环路调节Vc稳定之前，调整管输出电流流向负载电容CL，输出电压因电容的电荷积累产(1)(2)2宽输入瞬态增强LDO设计为了获得 LDO的较宽输入，增强 LDO的瞬态GND响应性能，在经典LDO结构的基础上，一方面,通过增加预稳压电路的方式，产生低压电源为内部低压模块供电；另一方面，主环路采用主、次调整管的44双调整管模式，添加一条快速响应回路，以实现LDO的瞬态响应性能的增强。设计的 LDO结构示意图如图3所示。预稳压电路VRE带隙误差基准Vm放大器辅助电路GND图3设计的LDO结构示意图启动电路VMM,VVDM,R.MRBIASOM西安邮电大学学报2.1预稳压电路的设计预稳压电路的作用是将输入的高电压转换为低压模拟电源，为LDO芯片内部带隙基准模块和误差放大器等低压工作模块提供电源，以保证LDOVIN芯片的正常工作。低电源电压的接入减小了模块次调整管功耗,也减少了高压MOS管的使用，从而有效地节省了芯片面积。图4给出了设计的预稳压电路结构主调整管VouTR.iR.RmMVINMQ1HM1Tc.2024年1月示意图。图中的Mi，M，,M is 均为低压MOS管,DMi,DM2，,D M。均为高压MOS管,QI、Q 2和Q:均为双极晶体管,D为稳压二极管，Vp为启动电压，VBI和VB2均为偏置电压，IBIAso，I BI A S1，IBIAs4均为偏置电流，VDD(Voltage Drain Drain)表示器件内部的工作电压，即产生的低压模拟电源。IaIASTMM3MMRsDMVR。RVR1DM,DM,D1VDDM.oBIAS2BIAS1MR,R。VB2DMC,M.sBIAS2DM,MiMRIBIAS4瞬态响应电路1图4设计的预稳压电路结构示意图如图4所示，低压电源VDD由偏置电流产生。MOS管栅源电压。当偏置建立之后，启动电路开始工作，偏置电流为了保证LDO芯片能够在外部产生瞬态高压IBIASI和IBIAs2形成通路使得低压MOS管Ms栅端加输入时也能够稳定地工作，在设计中加入了负反馈载电压，即建立启动电压Vp，从而使得Ms、D M I、环路，以保证能够在外部输人发生瞬态跳变时，通Mio、Q i、Rs 和Q,形成通路，低压电源VDD开始建过负反馈调节稳定预稳压电源。应用电容的耦合立。设计使用双极晶体管Qi、Q 2 进行温度补偿，因作用，在电源VDD发生跳变时，将其瞬态的变化通为VDD为其他带隙基准模块、误差放大器等低压过电容C2、C.耦合到瞬态响应电路2 中，响应电路2模块提供电源，温度补偿设计可以使得VDD电压通过负反馈的形式，反馈调节启动电压Vp使得接近零温度系数，能够保证LDO对于温度的稳定VDD保持稳定。性。当VDD建立完成后，产生的VDD电压的计算瞬态响应电路1应用了电容的充放电特性，也表示式为是通过负反馈调节的形式使得电源VDD稳定。为VvDD=2VeE+Vcs+R,(IBIAs2 IBIAsi）(3)了保证负反馈环路的稳定，设计中加人了MOS电式中：VBE表示双极晶体管的BE节电压；Vcs表示容M。与电阻R：作为固定零点补偿。D,QQGNDiMisM.7瞬态响应电路2IBIAS3第2 9卷第1期2.2瞬态增强的双调整管设计通过第1部分对LDO瞬态响应的分析发现，提高LDO瞬态响应能力有两种方法：一是增强调整管栅极驱动电流能力，加快对调整管栅端的充放电速率,也即提高调整管栅端的摆率；二是增大系统的环路带宽。文献15根据方法二采用了双环路补偿的结构，通过两个运算放大器的并联形成双环路，以补偿一对零极点，实现了高增益和大带宽，提高了LDO环路的瞬态响应能力。但双环路结构增加了电路设计的复杂性，多出来的一个运算放大器也增加了电路功耗。参照双环路的设计方式，考虑到需要均衡瞬态增强与低功耗这两个性能指标，既要避免电路设计的复杂，也要能够实现低功耗。根据方法一提出一种利用双调整管的设计方案，选择添加快速反应路径的方法，即在输出电压发生上冲或下冲时，提供一条比主环路更快的响应路径，从而加快环路对输出电压波动的响应速度，以提高调整管栅端的摆率。设计的双调整管LDO结构示意图见图5。图中,MPi为主调整管,MP,为次调整管,RESR为CL的等效串联电阻（Equivalent Series Resistance，ESR)。VGMIV第一级图5设计的双调整管LDO结构示意图2.2.1瞬态增强的原理设计的双调整管LDO结构要达到的主要目标为，使得主环路在稳态时能够保证输出电压精度，同时,采用辅助环路以改善LDO的瞬态响应性能。该结构能够提升LDO瞬态响应性能的原理为，使用的MPi调整管数量约为MP2调整管的10 倍，当负载电流由轻载向重载跳变时,由于调整管 MP2的栅极寄生电容小于MP1，其响应负载的瞬态变化更快，故辅助环路能够实现快速响应降低调整管MP2栅端电位提供电流的目的。同理，当负载电流由重载向轻载跳变时，辅助环路能够更快速地响应，调整管MP,栅端电位快速上拉，以降低负载电流。汪西虎，等：一种宽输入瞬态增强LDO设计VoUT.EAI图6 设计的快速放电电路结构示意图图6 中的V和Vb2均为偏置电压，VouT,EA1为第一级误差放大器输出端的电压。快速放电电路结构中的晶体管Mi和M,可看作是偏置电流源，且M管偏置电流较M,管的大；晶体管M与M组成电流镜结构，将复制M管偏置电流与M，管偏置电流进行比较。因为Mi管偏置电流大于Ms管的偏置电流，所以电流比较的结果为低，即晶体管M。GM4MP,辅助环路第三级INGM2GM3YHMP第二级主环路第三级MRERESRFBMRMR245虽然设计采用的双调整管结构实现了调整管栅端压摆率的提升,提高了LDO的瞬态响应性能，但是，当负载电流由重载向轻载跳变时，由于负载电容C中的多余电荷无法及时泄放，而可能导致输出电压的上冲的问题是很难通过上拉调整管栅极电压来解决的。为此，设计了Vour端的快速放电电路，其结构示意图如图6 所示。VDDM,MMM,GND的栅端电压为低，此时M。管处于关断状态。晶体管M,的栅端连接第一级误差放大器输出，当负载电流由重载向轻载跳变时,Vour产生的上冲电压反VouT馈到误差放大器的同向端，第一级误差放大器的输出也会产生上冲，该上冲电压会使得M,管关断，从而使得M管栅压升高并导通，形成VouT端的放电通路泄放电流。2.2.2低静态电流的设计从2.2.1部分的分析可以看出，设计的双调整管LDO结构同样存在瞬态增强与低功耗这两个性能指标之间矛盾的问题。双调整管结构能够实现LDO环路瞬态响应能力的提高，但增加一个调整管和辅助环路第三级会使得环路消耗电流增大，功耗增大。为了保证LDO芯片的性能，需要保证 LDO在空载状态，即待机情况下的环路功耗较小。为此，希望在空载时关断主环路，只让辅助环路工作，来实现较低的环路功耗。设计的双调整管结构具体电路示意图见图7。图中的VDD为预稳压产生的低压电源,VIN和VoUT分别为输人电压和输出电压，MPi和MP2分别为主、次调整管。为了达到瞬态VouTRMMMRMR46增强效果，在设计中，使用MPi调整管的数量约为MP,调整管的10 倍。由MPi调整管和MP2调整管分别组成LDO结构的主环路和辅助环路。在设计中调M,MRRMM,FBM在LDO空载状态时，由于负载电流很小，环路调节使得调整管栅端电压为高，从而运算放大器(运放)第二级输出为低，即M13管与M14管栅端电压为低，因为设计使得辅助环路第三级约为主环路第三级电流的4倍，所以主环路第三级电流很小，会使得主调整管MPi关断，即空载时主环路是不工作的，只有辅助环路工作，以保证LDO具有较低的静态电流，较小的环路功耗。2.2.3环路的稳定性在图7 的电路设计中，环路运放的第一级采用折叠式共源共栅放大电路，以保证输出电压的精度；运放第二级采用带源极负反馈的共源极放大器，以提高环路由轻载到重载变化时的线性度；主、辅环路的第三级均为共源共栅级电路，以提高电路的输出阻抗。从图7 中可以看出，使用的多级放大器级联方式使得环路中存在多个极点，而且负载电阻变化范围较大，使得输出极点具有很大的频率移动范围；又由于电源电压、工艺条件和工作温度等制造和使用条件都会造成LDO各模块的直流工作点发生漂移16-18 。电路中存在的多个极点和不同的制造和使用条件等各种因素都会在负反馈过程中引起环路振荡，使得LDO不能稳定工作，因此环路稳定性分析是LDO设计的要点，其目的是确保零极点分配和相位裕度，以保证系统稳定工作19。接下来，借助小信号模型分析环路的稳定性。设计LDO环路的小信号简化模型示意图见图8。西安邮电大学学报整了辅助环路第三级输人管Mi数量为主环路第三级输入管M13数量的4倍，这种设计使得辅助环路第三级电流也约为主环路第三级电流的4倍。-VDDMiVOUT.EAIM,VREFb3622024年1月-VMoDM.!MR,MiM,MRC.WHVourMM.MRR.M第一级图7 设计的双调整管LDO具体结构示意图MRVBGMI+WR图8 设计LDO环路的小信号简化模型示意图使用roMPi和roMP2分别表示调整管1和调整管2的导通电阻，则可以将输出端的等效输出电阻表示为DM.!MP,b5DM,M2Ms1-GND1第二级1主环路第三级I辅助环路第三级！图8 中的GM1为运放第一级，GM2为运放第二级，GM3为主环路第三级，GM4为辅助环路第三级。ReA和Rout2分别为运放第一级和第二级的低频等效输出电阻,Rout3和Rout4分别为主、辅环路第三级的低频等效输出电阻；Cgm2和Cgm3分别为运放第二级和主、辅环路第三级放大电路的输入端等效寄生电容,Cgl和Cg2分别为主、次调整管栅端的等效寄生电容。电容Ci与电阻R。组成米勒调零补偿结构；电容C,与电阻 R,组成零点补偿结构。VouT端的R1、RF2均为反馈电阻,RL和CL分别为负载的电阻和电容,REsR为负载电容的等效ESR电阻，FB为给出反馈电压VFB的反馈端。VREFGM2Roun8m2R。MP,b5DM.RMMResRMRM.uR2M-VGM4MP,RouC82VnGM3MPRonTCgm3MR.REsRFBMRVouTVouT第2 9卷第1期RouT=(RpI+Rr2)RL l/roMPI roMP2当未加入补偿时，在LDO环路非空载的情况GMiREA式中：s表示Laplace变换的复频域变量，其与频率相关联,为一个复变量jw,其中，j为虚数单位;Gm和GM2分别表示运放第一级和第二级的等效跨导；GM3和GM4分别表示主、辅环路第三级的等效跨导；GMP1和GMP2分别表示主、次调整管放大电路的等效跨导；表示反馈系数，其计算表示式为=RrI+Rre分析式（5）未加人补偿的传输函数可知，该系统存在运放第一级输出端极点PEA，运放第二级输出端极点P2，主调整管栅端极点P3，次调整管栅端极点P4，LD O 环路输出端极点Pour这5个极点和一个LDO输出端的左半平面零点Zi，其计算表示式分别为PEA=ReACgm21P2=Rou2Cam3P,=1RouaC.PA=-1RouCe21PoUT=(RoUT+ResR)CAnAe(As+Au)AMp(1+ResrC)1+C(-R)J(1+R,C)(1+sCame+C(1+An(As+A)Am)JRe)(1+Cms Rue)(1+Rau Ce)(1+Raua Cg)1+s(Rour+ResR)C式中：Gm表示米勒电容C跨接的级联放大器的等效跨导;A,和Av2分别表示运放第一级和第二级的开环增益；Av3和A4分别表示主、辅环路第三级的开环增益；AMp表示调整管放大电路的开环增益。在空载情况下，设计的LDO为了节省静态功耗，主环路第三级是不工作的，空载时只有辅助环路工作。由于辅助环路调整管的个数较少、增益较低，带宽也比较小，因此在空载或轻载时，带宽内存在极点PEA和PoUT，固定零点抬升相位和带宽附近的零点Zi补偿极点P3；当重载时，带宽内存在极点PEA和P3，固定零点抬升相位，输出极点PouT在带宽附近，零点Z,补偿次极点P3，从而保证了在不同带载条件下，设计LDO环路运行的稳定性。汪西虎，等：一种宽输入瞬态增强LDO设计(4)GM2Rout2(GM4Rout4+GMsRouts)的共源极放大器，其增益较低、输出阻抗较小，再加上第三级放大器输人端寄生电容较小，导致其极点P2会在比较高的频率上，即始终在环路带宽之外；Rr2(6)1(7)(8)(9)(10)(11)H(s)=-:3仿真分析与讨论芯片采用40 V0.18m集成双极、互补和双扩散金属氧化物半导体（Bipolar-Complementarymetal oxide semiconductor-Double-diffused metaloxide semiconductor transistor,BCD）工艺参数模型搭建仿真电路。设置在输出端添加的负载电容为2.2 F，可带最大负载电流为150 mA。在温度为2 5，输入电压为13.5V,输出电压为5V的条件下，使用Cadence仿真平台对所设计的LDO电路进行仿真验证。为了验证所设计LDO的宽输入范围性能，设置输人电压在10 s的时间上电至40 V,对预稳压电路产生的低压电源VDD进行仿真。低压电源47.下,将 LDO环路从 FB端处断开,可以将 LDO环路的传输函数表示为(GMPI+GMP2)RouT(1+SC,ResR)1+s(RoUT+ResR)CLZI=-ResRC.1图7 设计的电路中运放第二级为带源极负反馈在辅助环路中，调整管MP2的寄生电容Cg2也比较小，同样导致P4也在环路带宽之外。故环路带宽内存在3个极点分别是PEA、P，和PoUT，即设计的环路是一个3极点系统。由于负载的变化，输出极点PoUT会在很大频率范围内变化，不适合作为主极点，为此，引人米勒补偿结构，即通过设置合理的米勒电容Ci值以及调零电阻R。值，利用米勒补偿结构的极点分裂作用，固定误差放大器极点PEA为主极点，利用调零电阻R。把自身产生的右半平面零点推至高频，从而消除右半平面零点的不利影响2 0-1。一方面，ResR和C.组成的零点补偿结构补偿了次级点，另一方面，引人的固定零点补偿电容C和补偿电阻R，抬升相位，以补偿低频主极点。加人补偿后的环路传输函数表达式为(13)(5)(12)48VvDD随ViN变化的仿真结果见图9。从图9中可以看出，在VIN比较小时，VvDD还未建立；当Vin升至2.3V左右VvDD开始建立，且随Vin的增大逐渐增大；直到VIN增大至大于3.2 V时，VvDD依然能够稳定在2.8 V左右。所设计的预稳压电路在40 V的高压条件下仍然能够产生稳定的低压电源。VvDD之所以能够稳定的原因是，根据式（3），只要偏置电流大小固定不变，该低压电源大小即保持稳定，即使输人电压ViN发生跳变，图4中的瞬态响应电路1和电路2 依然能够通过负反馈调节使得VvDD返回稳定值。故仿真结果表明，所设计的预稳压电路能够产生稳定的低压电源，在高压使用条件下，能够保证LDO内部低压模块的正常工作，实现了LDO的宽输人特性。3.0 (3:2,2.816)2.5F2.0之1.51.00.5F0.005101552025303540Vi/V图9低压电源VvDD随Vin变化的仿真结果为了验证所设计的LDO环路对输入电压动态变化的线性响应情况，需要仿真测试输出电压VouT随输人电压ViN的变化情况，也即LDO环路的线性调整率。设置初始的输出电压为5V,随后使得输入电压Vin从5.5V逐渐增大到40 V。在这一过程中,测量输出电压变化情况，LDO环路线性调整率仿真结果见图10。从图10 中可以看出，在输入电压从5.5V到40 V发生了34.5V变化的过程中，输出电压从5.0 0 348 2 5V增长为5.0 0 36 519 V，即输出电压的变化仅有16 9.4V，通过计算，得到设计LDO环路的线性调整率为0.0 0 49mV/V。仿真结果显示，即使当输人电压有比较大的变化时，设计的LDO环路仍然能提供比较稳定的输出电压，表明设计主环路的双调整管结构能够较好地响应输人电压的动态变化，所设计的LDO结构能够实现对于汽车电子系统输入电压动态变化的良好响应性能。西安邮电大学学报5.00366E5.003 645.003625.003 605.00358no5.003 565.003545.003525.003505.00348-(5.5,5.003 482.5)5.003.465101520253035ViN/V图10环路线性调整率仿真结果为了验证所设计的LDO环路对输出负载变化的响应性能,需要仿真测试输出电压Vour随负载电流ILOAD的变化情况，也即LDO环路的负载调整率。在输人电压为13.5V，输出电压为5V条件下，改变负载电流的大小，使得负载电流从10 0 A逐步增大到150 mA，观察输出电压变化情况，环路的负载调整率仿真结果见图11。从图11中可以看出，负载电流从10 0 A变化到150 mA增加了149.9 mA，而输出电压仅变化了3.3mV,经过计算得到环路的负载调整率为0.0 2 2 mV/mA。仿真结果显示，设计的LDO结构具有较好的负载调整率，即当输出负载发生较大的变化时，引起的电压输出变化比较小，即表明设计LDO的对输出负载发生变化的响应性能较好。5.0035(0.1,5.003 482 6)5.00305.002.55.00205.00155.00105.000.55.000010-图11环路的负载调整率仿真结果为了进一步的验证所设计LDO的负载瞬态响应特性，需要在负载电流发生突然变化的条件下，测试输出电压响应及恢复的过程。设置输出电压为5V,在负载电容为10 F条件下，使负载电流在较短时间发生150 mA的跳变并持续一段时间后，观察输出电压的恢复情况，负载瞬态响应仿真结果见图12。从图12 中可以看出，当负载电流在2.002.01ms这0.0 1ms的时间内，从150 mA2024年1月(40,3.003 6519)40(150,5.0001788):1010VLop/mA102第2 9卷第1期跳变到0 mA时，输出电压Vour产生上冲40.32 mV；当负载电流在3.50 3.51ms这0.0 1ms的时间内，从0 mA恢复到150 mA时，VouT产生下冲55.77mV。仿真结果显示，当负载电流在较短时间内发生跳变时，输出电压仅有较小幅度的上、下冲电压，也就表示主环路采用的双调整管结构能够较快地响应输出端负载的瞬态变化，通过负反馈调节功率调整管使得输出电压基本保持稳定，表明设计的LDO环路基本达到了瞬态增强的效果。150，(2.0 0,150)50(2.01,0)01.55.205.155.10.5.055.004.954.904.854.801.5图12 负载瞬态响应仿真结果为了验证所设计LDO结构的稳定性，需要测量在不同负载条件下，环路的增益与相位曲线。不同负载电流的相位曲线和增益曲线的仿真结果分别见图13和图14。从图13和图14中可以看出，当负载电流为OmA时，所设计LDO环路相位裕度约有47；当负载电流为1mA时，所设计LDO环路相位裕度约有58；当负载电流为150 mA时，所设计LDO环路相位裕度约为12 0。仿真结果显示，在空载、轻载和重载等不同情况下，所设计LDO环路相位裕度均满足稳定性条件，表明本文结构的LDO能够保证全负载条件下的环路稳定。20018016014012010080(。)/6040F20-2040-60-80-100E10-10-210-10101021010*1010%1071010图13不同负载电流的相位曲线汪西虎，等：一种宽输入瞬态增强LDO设计(3.51,150)(3.50.0)2.02.5t/ms(a)负载电流变化(2.03,5.040.91)(3.50,5.002 72)(3.62,4.995 21)(2.00,5.00059)(2.34,5.00101)2.02.5t/ms(b)输出电压变化频率/Hz9060300-30-60-9010-10-210-10101021031010101071010图14不同负载电流的增益曲线所设计的LDO在实现瞬态增强性能的同时也应该能够保证环路的低静态功耗性能，所以对低功耗的实现情况进行仿真验证。环路静态电流I。的3.03.5(3.51,4.94695)3.03.5.-0mA-1mA-150mA-0mA1mA-150mA频率/Hz4.0仿真结果见图15。21.521.020.520.04.019.519.018.518.017.516.816.616.4.16.2一16.015.815.6图15环路静态电流I.的仿真结果从图15（a）中可以看出，加入低静态电流设计前的静态电流大小约为2 0.7 9A；而从图15（b）中可以看出，加人低静态电流设计后的静态电流大小约为16.50 A，说明加人低静态电流设计后，环路的低静态功耗性能有所改善。这是因为，未加入低静态电流设计优化前，当空载时，误差放大器的主环路与辅助环路的第三级均在工作，这样会增加一级运放的功耗，而在加入低静态电流