一种面向生物医疗传感的电压型CMOS带隙基准源电.pdf

引用格式：刘凌雁，高同强，蔡刚，等一种面向生物医疗传感的电压型 CMOS 带隙基准源电路 J.微电子学与计算机，2023，40（9）：83-89LIU L Y，GAO T Q，CAI G，et al.A voltage-based CMOS bandgap reference source circuit for biomedical sens-ingJ.Microelectronics&Computer，2023，40（9）：83-89.DOI：10.19304/J.ISSN1000-7180.2022.0692一种面向生物医疗传感的电压型 CMOS 带隙基准源电路刘凌雁1,2，高同强2,3，蔡刚1,2，黄志洪2，宋柄含3，杨伟华3，徐天睿3（1 中国科学院 空天信息创新研究院,北京 100094；2 中国科学院大学 电子电气与通信工程学院,北京 100049；3 领创医谷 北京,100070）摘要：基于生物医疗芯片中植入式神经刺激器的应用需求,提出了一种基于 BCD 工艺的电压型 CMOS 带隙基准源电路.针对植入式芯片供电电压变化大的特点,在传统 widlar 电流源结构基础上,引入了二级运放输出反馈,为运放本身、带隙核心电路以及测温前端提供了稳定的偏置电流,以提高基准电路的电源抑制比以及线性调整率.同时为了消除运放失调电压 Vos 对输出电压稳定性的影响,根据电阻阻值变化范围设计了电阻修调矩阵,降低了基准电压的温度系数.选用 TSMC 0.18 um BCD 工艺进行设计仿真,仿真、测试结果表明,该基准源可以在 1.8 V-6 V 电压下正常工作,电压线性调整率为 0.023%；电源抑制比在 10 Hz 时为78 dB,100 Hz 时为55 dB.在40-125范围内,温漂系数为 16.68 ppm.电路总功耗在 5 V 电压下为 90uW,芯片核心电路面积为 0.150.38 mm2.关键词：温漂系数；电源抑制比；线性调整率中图分类号：TN431.1 文献标识码：A 文章编号：1000-7180（2023）09-0083-07A voltage-based CMOS bandgap reference source circuit forbiomedical sensingLIU Lingyan1,2，GAO Tongqiang2,3，CAI Gang1,2，HUANG Zhihong2，SONG Binghan3，YANG Weihua3，XU Tianrui3（1 Aerospace Information Research Institute,Chinese Academy of Sciences,Beijing 100094,China；2 School of Electronic,Electrical and Communication Engineering,University of ChineseAcademy of Sciences,Beijing 100049,China；3 Leadinno Valley,Beijing 100070,China）Abstract：A voltage-based CMOS bandgap reference circuit is proposed for the application requirements of implantableneurostimulators in biomedical chips.The cascode current source and the two-stage op-amp structure are used to improvethe power supply rejection ratio and the voltage line regulation.Based on the traditional widlar current source structure,thetwo-stage op-amp output feedback is introduced to provide a stable bias current for the op-amp itself,the bandgap corecircuit and the temperature front-end.In order to eliminate the effect of the op-amp offset voltage Vos,a resistor trim matrixis designed according to the maximum range of resistance change of the process library,which improves the temperaturecoefficient of the reference voltage.The design circuit is based on TSMC 0.18 um BCD process,and the test results showthat the voltage line regulation is 0.023%at 1.8 V-6 V,the power supply rejection ratio is 78 dB at 10 Hz and 55 dB at100 Hz,the temperature coefficient is 16.68 ppm at 40-125,the total power consumption of the circuit is 90 uW at 5 收稿日期：2022-11-02；修回日期：2022-12-03基金项目：国家自然科学基金（61704173）40 卷 第 9 期微 电 子 学 与 计 算 机http:/Vol.40No.92023 年 9 月MICROELECTRONICS&COMPUTERSeptember 2023V,and the core circuit chip area is 0.150.38 mm2.Key words：Temperature coefficient；PSRR；line regulation 1引言生物医疗传感器可用以检测人体的各项生理参数,随着集成电路制造工艺进步与生物传感器的发展,生物医疗传感器的微型化、无线化、低功耗成为主要发展方向,给医疗电子设备带来更大的发展空间.特别是植入式神经刺激芯片的发展,能够在进行微弱的生理信号采集同时输出各种高压刺激电流,达到相应的治疗目的1.这时传统的标准 CMOS 工艺已不能满足刺激设备对高压驱动电路的设计需求,由于 BCD 工艺同时具有高压器件以及标准的 CMOS器件,研究 BCD 工艺下的基准源产生电路就成为一种必然.一个典型的带隙基准源需要输出一个不随环境温度变化的电压（电流）,为其它电路模块提供基准电压（流）源,基准电压（流）源的温度稳定性直接影响到这个系统的精度和性能,因此降低温度系数,保持稳定的参考电压输出是本文追求的目标.同时带隙基准源需要提供一个随环境温度变化的线性电压输出,该线性电压被后续 ADC 模块处理后,给系统提供一个环境温度参考.另一方面,常见的植入式神经刺激芯片,无论采用电池还是无线供电方式,其供电能力均不够稳定,例如,有源供电方式下锂电池输出电压动态范围就在 2.74.2 V 之间,实际输出电压在2.83.7 V 以内；无源供电方式在刺激器植入皮下后,电源电压随着芯片植入深度变化而变化,导致芯片工作电压的不稳定2.为了在较大工作电压范围内保持正常的工作状态,植入式电子电路的抗干扰需求都很高,对其中带隙基准源的电源电压抑制比、线性调整率等指标都提出了一定的设计要求.为了降低温漂系数,带隙基准源常采用高阶温度系数补偿的方法.高阶温度系数补偿电路根据补偿原理可分为亚阈值补偿型3和电阻分段线性补偿4以及 PTAT2补偿5,电阻分段线性补偿非常依赖电阻本身准确的温度系数和阻值,如果分段较多,其修调电路会消耗较大的芯片面积.而亚阈值型补偿和PTAT2补偿需要在原有基础上继续增加亚阈值电流,PTAT2电流,增加了功耗.为了提高电源抑制比,带隙基准源常采用增加预调制电路6或增加低压线性稳压器7的方法,增加功耗且消耗芯片面积.尤其文献中在增加多个低压线性稳压器后,仅运放功耗就达到了 0.2 mW.本文设计的电路利用 TSMC 0.18 um BCD 工艺,在传统 widlar 电流源结构基础上,引入了二级运放输出反馈,为运放本身、带隙核心电路以及测温前端提供了稳定的偏置电流,设计了一种能在较宽电压范围、较宽温度范围下工作的带隙基准电路,能为生物医疗芯片提供稳定参考电压,同时可为内部温度传感器提供随温度线性变化的电压.2本文带隙基准源电路图 1 为本文所采用的带隙基准源电路的详细原理图,BGR 核心电路部分采用常见的电压模式带隙基准电路,而启动电路迫使电路从零状态中出来,使工作在正常工作状态下.偏置电路采用经典的 widlar电流源,给运放产生正常工作的电流源,同时为不同发射极面积的三极管提供偏置电流.2.1核心电路VEBVEB从图 1 中抽取出带隙基准源的核心电路,如图 2所示,其核心思想是利用单个晶体管射-基极电压 的负温度特性,和两个相同晶体管的差值的正温度特性,这两个正、负温度系数再以一定的权重相加,从而得到一个零温度系数的基准电压.具体分析如下：VEBVOSVEB两个二极管连接的 PNP 三极管偏置电流比为n1,且三极管发射极面积比为 1m,n 和 m 均为常数,为两个三极管的射-基极电压差,理想情况下运放偏移电压为零,可以推导为：VEB=VTlnnI0ISVTlnI0mIS=VTln(mn)（1）VT=kTqI0VebVeb式中,热电压,k 为玻尔兹曼常数,q 为电子电荷,T 为温度值.由上式,当两个二极管连接的三极管在偏置电流不相同时,且忽略相应基极电流,偏置电流 由工作在饱和区的 MOS 管产生,误差小,可以认为是一个常数,因此得到了随温度线性变化的正温度系数电压.而本身是具有负温度系数的电压,温度系数在室温下约为 1.5 mV2 mV/8.将正负温度系数电压经过电阻比例相加,即得：Vref=Veb+VebR1(R1+R2)=Veb+Veb(1+R2R1)（2）84微电子学与计算机2023 年R2=R3IptatVptat式中,.如图 1 所示,电流经过电阻 R 产生对应电压：Vptat=IptatR=2VEBR1R=2RR1VEB（3）VptatVptatIptat是可以根据参考电压范围调整电阻 R 的前端电压.将作为 ADC 的待测电压,输入 ADC,即可满足温度传感器前端的要求.在电路版图设计时,为了形成共质心匹配,一般选择三极管的发射极面积比为 81,241 等,可组成 3 3,5 5 的阵列.发射极面积决定通过电流大小,因此,在=2.4 uA 的大偏置电流下,选择 241 的三极管发射极面积之比,即n=1,m=24.2.2启动及偏置电路图 1 所示,在上电时,PM1导通,而 NM1和 NM2接成正向二极管的形式,当 PM1导通时,NM1和 NM2正向二极管导通,R4为限流限压电阻,保证 NM1与NM2两端电压为阈值电压附近即可.NM1与 NM3尺寸一致,而它们栅极电压相同,则有Vgs1+Vgs2=Vgs3+Ids3R5（4）Ids3Ids3而 NM1与 NM2由于二极管连接一定工作在饱和区,根据式(4),调整 R5的电阻大小即可得到相应偏置 电 流,通 过 电 流 镜 结 构 的 PM2,PM4-PM6,NM5-NM6比例复制后作为尾电流源注入运放.上电后,NM9的栅极电压通过电阻 R6对电容 C1和作为 MOS 电容的 NM10充电,拉高了 NMOS 关断管 Noff 的栅极电压,Noff 导通,将 NM5与 NM6栅极拉低到地,PM5与 PM6停止对运放的电流注入,启动完成.NM7-NM8,PM7-PM9共同构成二级运放的偏置电路.根据 PM7与 PM8栅极电压相等且工作在饱和区得：2Ids7pCox(W/L)7+VTH7=2Ids8pCox(W/L)8+VTH8+Ids8Rs（5）Ids7Ids8(W/L)7(W/L)8VTH7VTH8Rs式中,=,：=1k,忽略体效应(),PM9的等效内阻为,则有：VssNM2NM1NM3NM5NoffNM6R6C1R5R4PM1VddPM2IstartPM3PM4PM5PM6PM7NM7NM8NM11NM10NM12NM13R2R3VrcfIptatRR1PNP224PNP21NM9PM8PM9PM12PM14PM15PM13PM16PM17PM18PM19PM11PM10启动及偏置电路BGR 核心电路图1本文带隙基准源及温度传感前端电路图Fig.1 the proposed bandgap reference circuit and the front-end of temperature sensor nI0I0VosR3R1AQ1Q2mAVoutVddVbias+R2+1图2核心电路简图Fig.2 Core circuit diagram第 9 期刘凌雁，等：一种面向生物医疗传感的电压型 CMOS 带隙基准源电路85 Ids7=Ids8=2pCox(W/L)71Rs2(11k)2（6）Ids8经过电流镜结构的 PM7-PM11 复制即得运放的偏置电流,本文中 k 取 4.2.3提高 PSRR 和线性调整率的结构植入式刺激器芯片具有无源供电和有源供电两种方式,无源供电模式下,采用无线充电模块供电,由市场上已有商用无线充电模块进行皮下测试后的数据得,无线充电模块输出端电压在 4.535.002 V 之间变化；有源供电模式下,采用锂电池供电,锂电池标称电压为 4.2 V,实际输出电压为 2.83.7 V2.由无源和有源供电模式下的供电电压可得,带隙基准源至少需要在 2.85.002 V 的电源电压范围下正常工作,因此,需要提高带隙基准源的电源抑制比和线性调整率.PSRR=VoutVin/VddVoutVddVrefPSRR=(VrefVdd)2PSRR=20lg(VrefVdd)line_regulation=VoutVdd=VrefVdd根据定义：电源抑制比；而基准电压电路的输入即为电源电压,输出电压为,则有,取对数即得：；线性调整率为.因此,对于带隙基准电路,提高 PSRR 即提高线性调整率9.Rpnp1,Rpnp2RoAsAv如图 2 以及图 1 所示,运算放大器与核心电路的供电电压保持一致,因此电源电压的变化通过电流镜以及运放调整基准电压的输出.假设三极管 PNP1和PNP2的等效内阻为,电流源内阻为,运放对于电源波动的低频增益为,运放本征增益为,根据核心电路简图的小信号分析可得：PSRR=Asgm11(Ro/(R1+R2+Rpnp1)/(R3+Rpnp2)+(R3+Rpnp2)/(R2+R1+Rpnp1)(R3+Rpnp2)/(R2+R1+Rpnp1)+Ro（7）As1AvRpnp1,Rpnp2rogm11ro11ro10gm11ro11ro10式中,运放对于电源的低频增益由运放的放大倍数得8.而二极管连接的三极管由于正向导通内阻非常小,可忽略不计.由等式第一项,提高PSRR 和线性调整率需要尽可能增加运放的放大倍数；由等式第二项,提高 PSRR 和线性调整率需要尽可能增加电流源内阻.因此,根据推论中的两种方式,采用二级运放提高运放本身的本征增益；电流源采用共源共栅结构,电流源内阻由单 MOS 管的提高为,其中 PM11跨导为,内阻为,PM10内阻为.2.4电阻矩阵校准电路运算放大器的失调电压在实现时是不可避免的,本质是因为运放差分对的 NMOS 和 PMOS 电流不能完全匹配造成的.如图 2 所示：VEB1VOS=VEB2+R1Ie2（8）Vout=VEB2+Ie2(R1+R2)（9）Ie2将式(8)中的代入式(9)得：Vout=VEB2+(1+R2R1)(VTlnnVOS)（10）而由工艺库文件给出的电阻阻值模型：R(T,V)=R0 f(T)g(V),R0=Rsh(LL)（11）由式(10)和式(11)可得,R1、R2、R3选择同种类型电阻的情况下,R2/R1比值不受电阻温度系数的影响,只受电阻两端的电压和长度带来的误差影响.VOSVrefVOSVref由式(10)可得,由于的存在会给带来误差,如果使用斩波开关去除,就需要低通滤波器和时钟电路,增加相应功耗.本文采用电阻校准电路的方式,调节 R2/R1的比值来适应的变化,进而对的输出进行调整.由于电阻阻值受到工艺、电压、温度的影响,通常情况下会有一定误差.虽然工艺厂家都提供了不同工艺角下的仿真模型以及误差范围,但在实际应用中为了修正工艺、电源电压以及温度变化带来的误差,相应修调电路必不可少10.12%11.5%80%120%影响基准电压的关键就在于 R1、R2、R3的电阻大小,因此选择将 R1与 R2、R3作为修调电阻矩阵设计,在实际测试过程中增加相应修调功能.根据工艺库文件,电阻阻值的波动范围为,则电阻调整范围设计为最佳电阻值的,R1、R2、R3的 最 佳 电 阻 值 为 30.238 08 K、196.574 7 K、96.574 7 K,如表 1 所示,R1-R1,R2-R2,R3-R3每一位电阻的阻值大小设计为二进制增加的阵列.R1与 R2,R3电阻矩阵设计如图 3,R1接入图 1 中的 2,3 端口,R2与 R3分别接入图 1 中的 1,2 端口和 1,4 端口.3电路仿真及流片测试结果 3.1仿真结果与分析以下为所设计电路版图的后仿结果.图 4 所示,在室温、tt 工艺角下,电源电压 1.3 V6 V 时,电压调整率仅为 0.041%.图 5 所示为电源电压 5 V 条件下,基准源电路的电源抑制比在 10 Hz 时为78 dB,100 Hz时为55 dB,说明该带隙基准源有较强的抗干扰能力.图 6 为基准经过校准电路修调后,输出 Vref参考电压在40125 的温度范围下,温度系数为86微电子学与计算机2023 年16.68106/,能够为其它模块提供宽温度范围内稳定的参考电压.图 7 给出了 Vptat随温度正向线性变化的电压输出,可以满足温度传感器中 ADC 的输入需求.1.204 01.204 51.205 01.205 51.206 01.206 51.207 01.207 51.208 0Vref/V50050100T/150图 6修调后 Vref随温度变化曲线Fig.6 Vref curve after trimmed with temperature 0.00.20.40.60.81.01.2Vptat/V50050100T/150图 7Vptat随温度变化曲线Fig.7 Vptat curve with temperature 3.2测试结果与分析本文所设计带隙基准源电路的显微照片如图 8所示,核心电路面积 0.15 0.38 mm2.核心电路图 8流片芯片图Fig.8 the fabricated chip 测试中抽取了 4 个样品芯片.图 9 所示为在不同电源电压下各芯片的基准电压输出曲线,可见在 表 1 R1,R2,R3电阻矩阵值Tab.1 The parameters of R1,R2,R3 arrayR1-R1()R2-R2()R2-R2()52.49752.49752.497104.993104.993104.993209.993209.987209.987419.973419.973419.9730.8399 K0.8399 K0.8399 K1.6793 K1.6799 K1.6799 K10.0793 K3.3598 K3.3598 K13.4391 K6.7196 K6.7196 K117.5927 K10.0793 K10.0793 K R1R1R1R1R1R1R1R1R1R2R2R2R2R2R2开关开关开关R2R2R2R3R3R3R3R3R3R3R3R3图3R1修调电阻矩阵;R2,R3修调电阻矩阵Fig.3 the trim resistor array of R1;the trimresistor array of R2,R3 00.00.20.40.60.81.01.21.4123Vdd/VVref/V4567图4Vref随 Vdd电源电压变化曲线Fig.4 Vref curve with Vdd f/kHz9080706050403020100PSRR/dB0.0010.010.1110100图5电源抑制比Fig.5 PSRR第 9 期刘凌雁，等：一种面向生物医疗传感的电压型 CMOS 带隙基准源电路87 1.86 V 供电时,均可以输出稳定的基准电压.图 10为未做电阻修调时,基准电压的变化曲线,计算可得电压调整率为 0.023%.0.002468Sample1Sample2Sample3Sample40.20.40.60.81.01.21.4Vdd/VVref/V图 9实测 Vref随 Vdd电压变化曲线Fig.9 The measured Vref curve with Vdd indifferent four samples 02468Vdd/V1.1801.1851.1901.1951.2001.2051.210Vref/VSample1Sample2Sample3Sample4图 10实测 Vdd为 1.8 6 V 时不同芯片未进行修调(trim)的 Vref变化Fig.10 The measured Vref curve with Vdd of 1.8 V to 6 V 由于实验条件限制,温度测试范围在10100范围内进行,图 11 中,样品芯片的 Vref在进行修调后,能够较好拟合图 6 中 Vref随温度变化的趋势,修调校准电路能够满足要求.20020406080100120T/1.20401.20451.20501.20551.20601.20651.20701.2075Vref/V图 11实测修调(trim)后实例 2 的 Vref随温度变化曲线图Fig.11 measured Vref of sample2 trimmed with temperature 表 2 所示为本文工作与文献中相关工作的指标对比,可见,本文设计不仅有较好的电源抑制比和电压调整率,而且在较宽的温度范围内达到了较好的温度系数.表 2 本文与其他文献中基准电压源的参数比较Tab.2 Comparison of parameters of the proposed BGR withother BGRs参数文献5文献6文献11本文工艺/nm350180180180电源电压/V53-52-61.8-6*温度范围/40-12540-10040-12040-125106/温漂系数()2.54.930.3816.68*电源抑制比/dB67DC-5010 kHz65.8DC 48.95100 Hz78DC-5510 kHz功耗(uA)-14 uA*表示实测结果 4结束语VrefVptat本文针对生物医疗传感节点的应用需求,采用TSMC 0.18 um BCD 工艺,设计实现了一种带隙基准源及温度传感器前端电路.所采用的参考电压产生架构,既能产生,又能产生随温度线性变化的,满足对参考电压和温度感知前端的应用要求.相较于传统带隙基准源,采用二级运放输出反馈给电流源,共源共栅电流源为三级管提供偏置电流的方式,获得了更好的电源抑制比及线性调整率,工作电源电压范围更大.测试、仿真结果表明,其有效工作电压为 1.86 V,电压线性调整率为 0.023 84%,电源抑制比在 10 Hz 时为78 dB,100 Hz 时为55 dB,功耗在5 V 电压下为 90 uW.参考文献：LI X.Wireless power transfer for implantable medicaldevicesD.Hongkong,China:The Hong Kong Uni-versity of Science and Technology,2015.1 毛帅宇.基于可植入式无线充电设备的电源管理系统设计D.北京:北京工业大学,2020.MAO S Y.Design of power management system basedon implantable wireless charging deviceD.Beijing:Beijing University Of Technology,2020.2 LI Z G,SU M,HU Y,et al.Design of bandgap referencevoltage source with low temperature drift and lowoffsetC/2022 IEEE 6th Information Technology andMechatronics Engineering Conference(ITOEC).Chongqing:IEEE,2022:868-872.DOI:10.1109/ITOEC53115.2022.9734321.388微电子学与计算机2023 年 RINCON-MORA G，ALLEN P E.A 1.1-V current-mode and piecewise-linear curvature-corrected bandgapreferenceJ.IEEE Journal of Solid-State Circuits，1998，33（10）：1551-1554.DOI:10.1109/4.720402.4 张献中，张涛.一种三阶曲率补偿带隙基准电压源的设计J.武汉科技大学学报，2015，38（1）：67-71.DOI:10.3969/j.issn.1674-3644.2015.01.016.ZHANG X Z，ZHANG T.A bandgap voltage referencewith third-order curvature compensationJ.Journal ofWuhan University of Science and Technology，2015，38（1）：67-71.DOI:10.3969/j.issn.1674-3644.2015.01.016.5 王晖，张涛，刘劲.一种用于Buck型DC-DC电源管理芯片的带隙基准源J.微电子学与计算机，2020，37（10）：42-47.DOI:10.19304/ki.issn1000-7180.2020.10.008.WANG H，ZHANG T，LIU J.A bandgap referencesource for buck DC-DC power management chipJ.Mi-croelectronics&Computer，2020，37（10）：42-47.DOI:10.19304/ki.issn1000-7180.2020.10.008.6 刘珂，杨海钢，尹韬.采用电阻补偿的高PSRR基准电压源设计J.微电子学，2008，38（2）：192-196.LIU K，YANG H G，YIN T.Design of high PSRRvoltage reference using resistor temperature compensa-tionJ.Microelectronics，2008，38（2）：192-196.7 BEHZAD R.Design of analog CMOS integratedcircuitsM.2nd ed.New York:McGraw-Hill Education,82017.SHI Y，LI S L，CAO J W，et al.A 180 nm self-biased bandgap reference with high PSRRenhancementJ.Nanoscale Research Letters，2020，15（1）：104.DOI:10.1186/s11671-020-03333-w.9 PANCHANAN G.A Sub-1V,Micropower Bandgap Ref-erenceD.Delft:Delft University of Technology,2012.10 贺志伟，姜岩峰.一种高PSR CMOS带隙基准电路设计J.现代电子技术，2014，37（13）：153-155.DOI:10.3969/j.issn.1004-373X.2014.13.044.HE Z W，JIANG Y F.Design of CMOS bandgapvoltage reference circuit with high PSRJ.Modern Elec-tronics Technique，2014，37（13）：153-155.DOI:10.3969/j.issn.1004-373X.2014.13.044.11作者简介：刘凌雁女,（1998-）,硕士研究生.研究方向为模拟集成电路设计.高同强（通讯作者）男,（1970-）,博士,副研究员.研究方向为射频/模拟集成电路设计技术.E-mail：.蔡刚男,（1980-）,博士,副研究员.研究方向为大规模集成电路设计技术.黄志洪男,（1984-）,博士,高级工程师.研究方向为可编程芯片设计技术,FPGA 硬件加速.第 9 期刘凌雁，等：一种面向生物医疗传感的电压型 CMOS 带隙基准源电路89