基于TI DSP的永磁同步电机三电阻电流采样的实现.pdf

第 38 卷 第 4 期 2023 年 8 月 天津科技大学学报 Journal of Tianjin University of Science&Technology Vol.38 No.4 Aug.2023 收稿日期：20221123；修回日期：20230403 作者简介：侯 勇（1965），男，吉林人，教授， 基于 TI DSP 的永磁同步电机三电阻电流采样的实现 侯 勇，沈敬祖(天津科技大学电子信息与自动化学院，天津 300222)摘 要：为实现永磁同步电机(PMSM)的高性能、低成本矢量控制，改进三电阻电流采样法。针对三电阻电流采样法存在非观测区的问题，提出了根据脉冲宽度调制(pulse width modulation，PWM)波形动态设置电流采样点、对 PWM 进行移相重构电机电流的方法，提高母线电压利用率，提升电机控制系统的输出能力。基于德州仪器公司的数字信号处理器(TI DSP)平台实现该方法的软件算法，通过实验验证本文方法的正确性和可靠性。关键词：永磁同步电机控制系统；三电阻电流采样；脉冲宽度调制移相；TI 数字信号处理器 中图分类号：TM341 文献标志码：A 文章编号：1672-6510(2023)04-0035-06 Implementation of Three-Shunt Resistors Phase Current Sampling of Permanent Magnet Synchronous Motor Based on TI DSP HOU Yong，SHEN Jingzu(College of Electronic Information and Automation，Tianjin University of Science&Technology，Tianjin 300222，China)Abstract：In order to realize the low cost and high performance vector control of permanent magnet synchronous motor(PMSM)，in or current study we propose an improved method of three-shunt resistors current sampling.Aiming at the non-observation area of the three-resistance current sampling method，we develop a method to reconstruct the motor current by dynamically setting the current sampling point and shifting the phase of pulse width modulation(PWM)according to the waveform，which improved the bus voltage utilization and the output capability of the motor control system.Besides，we further describe the software algorithm of the proposed method based on Texas Instruments digital signal processors(TI DSP)platform，and verify the correctness and reliability of the method through experiments.Key words：PMSM control system；three-shunt resistors current sampling；PWM phase shifting；TI DSP 在永磁同步电机(permanent magnet synchronous motor，PMSM)的控制方法中，矢量控制(vector con-trol，VC)因具有控制精度高、转矩波动小、电机噪声低等优点而得到广泛应用1。定子相电流检测是否精确直接影响到永磁同步电机矢量控制系统的整体性能2，因此对电机电流采样方法的研究具有十分重要的意义。目前，永磁同步电机的电流信号采样方法一般采用单电阻电流采样法、电流传感器法、三电阻电流采样法3-4。其中，三电阻电流采样法具有硬件成本低、响应速度快、三相电流对称度高、软件算法简单的优势，被广泛应用于永磁同步电机控制技术中4。在脉冲宽度调制(pulse width modulation，PWM)高占空比下，三电阻电流采样法存在电流采样非观测区。文献5提出了一种三相逆变器下桥臂串联电阻采样电流的方案，该方法较容易实现，但未考虑PWM 高占空比下的电流采样非观测区，在工程应用中需要限制 PWM 占空比，导致母线电压利用率下降。文献6利用查表法间接合成三相电流，即在预先计算好的 PWM 开关转换时刻对电流采样，实现了全区域电流采样及合成，但是该方法需要数字信号处理器(DSP)的大量内存。文献7基于状态观测器，根据DOI:10.13364/j.issn.1672-6510.20220266 36 天津科技大学学报 第 38 卷 第 4 期 可测得的相电流信息重构出三相电流，但是系统的参数和状态对这种方法有很大的影响。本文针对 PWM 高占空比下永磁同步电机三电阻电流采样存在非观测区的问题，提出根据 PWM 波形，动态设置电流采样点，对 PWM 进行移相重构电机电流的方案。基于该方案，在德州仪器公司的数字信号处理器(TI DSP)平台上，通过软件实现高占空比下进行 PWM 移相和电流采集触发时刻的精确控制，完成三相电流重构的算法，解决非观测区采样的问题，提高母线电压利用率，提升电机控制系统的输出能力。最后，在电动转向控制系统上实现永磁同步电机的电流(扭矩)控制，通过对比实验验证三电阻采样重构电流方法的正确性和可靠性。1 三电阻电流采样原理 采用空间矢量脉宽调制(space vector pulse width modulation，SVPWM)方式对永磁同步电机驱动，根据三相全桥逆变器不同开关状态，通过测量下桥臂导通时的瞬时电流重构电动机的相电流。永磁同步电机三电阻电流采样系统框图如图 1 所示。图 1 永磁同步电机三电阻电流采样系统框图 Fig.1 Three-shunt resistors phase current sampling sys-tem block diagram of PMSM 图 1 中：Udc为母线直流电压；S1、S2、S3、S4、S5、S6为 6 个增强型场效应管(N-MOS)，UAH、UBH、UCH、UAL、UBL、UCL分别为 6 个 N-MOS 的驱动电压，驱动电压为高电平时 N-MOS 导通，低电平时 N-MOS 关断；Rs为串联在三相全桥逆变器下桥臂的采样电阻，UA、UB、UC分别为 A 相、B 相、C 相的采样电阻 Rs两端的电压，经过运算放大器放大后连接到DSP 的模拟到数字(analog to digital，AD)转换器输入口。当下桥臂 N-MOS 导通时，电机电流流过 Rs，Rs两端的电压为电机相电流与 Rs电阻的乘积；当下桥臂 N-MOS 关断时，电机电流不流过 Rs，Rs两端的电压为零。因此，可以根据 SVPWM 的信息，判断下桥臂 N-MOS 的开关状态，当下桥臂 N-MOS 导通时，进行电机电流采样，再结合当前的 PWM 波形完成三相电流重构。在三相全桥逆变器中，定义上桥臂 N-MOS 导通时为“1”，关断时为“0”。根据 3 组上桥臂 N-MOS(S1、S3、S5)的通断，产生 6 组非零电压矢量U001、U010、U011、U100、U101、U110和 2 组零电压矢量U000、U111；将空间平面分为 6 个扇区，为扇区扇区，如图 2 所示，图中 A、B、C 为三相静止坐标系的坐标轴，Uref为目标电压矢量。图 2 电压矢量与扇区关系 Fig.2 Relationship between voltage vector and sector 以扇区为例，目标电压矢量 Uref由 U100和 U110 2 个非零矢量和零电压矢量 U000、U111合成，在 U000时间段内，图 1 中 S2、S4、S6 3 个 N-MOS 导通，流过3 个采样电阻的电流为电机三相电流，所以在每个PWM 周期的开始时刻触发 AD 采样，可以获得 A、B、C 相电机电流，如图 3 所示。图 31个 PWM周期内开关状态与采样电阻电压的关系Fig.3Relationship between switching state and voltage of sampling resistor during a PWM period 图 3 中：UAH、UBH、UCH、UAL、UBL、UCL分别为 6 2023 年 8 月 侯 勇，等：基于 TI DSP 的永磁同步电机三电阻电流采样的实现37 个 N-MOS 的驱动电压，UA、UB、UC分别为采样电阻两端的电压，t1、t2分别为电压矢量 U000、U100的作用时间，td为 PWM 死区时间。上述分析是基于理想状态进行的，实际情况中系统需要一个最短采样时间 tmin作为最小采样窗口，才可以得到准确的电机电流。因此，完成三电阻电流采样必须保证采样窗口时间 ts大于 tmin，即 smindonset =+ttttt(1)式中：ts为采样窗口时间，td为死区时间，ton为 N-MOS导通时间，tset为三相全桥逆变器电流建立时间。电压矢量空间的某些区域，在采样窗口时间 ts小于 tmin时，电流无法正常采样，为非观测区。非观测区分为高压调制区和扇区过渡区，如图 4 所示。图 4 非观测区扇区图 Fig.4 Non-observation area sector map 高压调制区如图 4 中区所示，当目标电压 Uref很大，接近边界时，三相 PWM 中至少有一相高桥占空比大于一定值，使得图 3 中 t1很小，导致采样窗口时间 ts小于 tmin，此时无法对电流进行精确采样。扇区过渡区如图 4 中区所示，当目标电压 Uref很大且位置接近扇区中一个基本电压矢量时，使得图3 中 t1和 t2都很小，导致采样窗口时间 ts小于 tmin，此时也无法对电流进行精确采样。在一般的应用场合，通常可以通过限幅的方法将SVPWM 最终生成的 PWM 占空比限制到一定范围内(在本文的实验平台实测为 89%)，防止 U000电压矢量的工作时间过短导致电流采集发生在非观测区而产生数据错误。由于空间矢量的最大范围受到限制，直接导致了电机电压降低，使得电机无法达到最大输出，电源利用率被降低。为了解决非观测区三电阻采样问题，在 SVPWM空间矢量的非观测区应采用非对称 PWM 输出，在PWM 前半周期内预留足够的时间，使电机电流采样窗口时间 ts大于 tmin，且保持占空比不变，保证目标电压矢量 Uref不变。本文通过动态计算采样点，对 PWM进行移相，扩展采样窗口时间 ts，实现电流重构。以扇区为例，高压调制区的 PWM 波形如图 5所示，A 相 PWM 占空比大于一定值，t1很小，此时三相电流均无法正确采样，但是 A 相、B 相之间时间 t2大于 tmin，可以将采样点设置在图 5 所示位置，采集B 相电流 ib和 C 相电流 ic，通过abc0+=iii重构 A相电流 ia。图 5 高压调制区的 PWM波形 Fig.5 PWM waveform in high voltage modulation zone 扇区过渡区的 PWM 波形如图 6 所示，A 相PWM 占空比大于一定值，t1很小，且 A 相、B 相之间错位出的时间 t2小于 tmin，无法正确采样三相电流。此时需要将 B 相 PWM 整体右移，将 B 相 PWM 下降沿与 A 相 PWM 下降沿对齐，如图 7 所示，使得采样窗口时间 ts大于 tmin，可以将采样点设置在图 7 所示位置，采集到 B 相电流 ib和 C 相电流 ic，通过abc 0+=iii重构 A 相电流 ia。图 6 扇区过渡区的 PWM波形 Fig.6 PWM waveform of sector transition region 图 7 移相后的 PWM波形 Fig.7 PWM waveform after phase shifting 38 天津科技大学学报 第 38 卷 第 4 期 2 三电阻电流采样软件实现方法 本文采用 TI 公司的 TMS320F280049 作为电流采样的处理芯片。TMS320F280049 是 TI 公司专为电机控制应用而推出的一款高性能 DSP，其程序空间为 256kB，随机存取存储器(RAM)为 100kB，主频可至 100MHz。该芯片采用 C2000TM 内核，程序执行速度快，有硬件浮点运算单元，一条浮点运算执行时间低至 400ns，专用的 PWM 模块和 AD 模块可实现 PWM 触发三相电流的 AD 采样配置，以保证三相电流采样时刻的同步性。程序中将 A、B、C 三相 PWM 配置为中心对齐互补模式输出，PWM 频率为 16kHz，三相高桥导通时间分别为 ta、tb、tc，电流采样窗口时间为 ts，最短采样时间为 tmin，两相 PWM 之间上升沿时间差为t。PWM 移相及电流采样触发点计算程序流程图如图 8 所示。图 8 PWM移相及电流采样触发点计算流程图 Fig.8 Flow chart of PWM phase shift and current sam-pling trigger point calculation 电流重构程序流程图如图 9 所示。3 实验验证 基于电动助力转向系统实验平台，对本文方法进行了实验验证。系统实验平台如图 10 所示，实验用的电机参数见表 1。在实验过程中，将采集的三相电流值按每个 PWM 周期(62.5s)存储在 DSP 的 RAM 中，等实验停止后，将数据通过控制器域网络(controller area network，CAN)设备发送出来，导入Excel 中，对形成的图形进行分析。图 9 电流重构程序流程图 Fig.9 Flow chart for current reconstruction program 图 10 系统实验平台 Fig.10 Experimental platform of the system 表 1 电机参数 Tab.1 Parameters of motor 参数 数值 额定功率/W 550 额定电压/V 12 额定电流/A 75 额定转矩/(Nm)5 额定转速/(rmin-1)1 050 定子电阻/m 55.4 d、q 轴电感/H 73.3 极对数 3 转子永磁磁链/Wb 0.008 8 2023 年 8 月 侯 勇，等：基于 TI DSP 的永磁同步电机三电阻电流采样的实现39 3.1 静态实验 直接给定三相 PWM 占空比到三相逆变桥电路，使电机处于静止状态，进行相电流采样实验。3.1.1 高压调制区相电流采样实验 将 A 相、B 相、C 相高桥 PWM 占空比分别设置为 62.48%、9.04%、90.92%，使得目标电压矢量位于高压调制区，实验结果如图 11 所示。(a)未动态设置电流采样点 (b)动态设置电流采样点、重构电机电流 图 11 高压调制区内采集到的电机电流波形 Fig.11 Motor current waveform sampled in high-voltage modulation area 实验数据表明，在高压调制区，若不动态设置采样点，则采样窗口时间过短，会导致三相电流采样错误。重新设置采样点后，对电机电流重构后可以得到正确的三相电流采样值。3.1.2 扇区过渡区相电流采样实验 将 A 相、B 相、C 相高桥 PWM 占空比分别设置为 91.16%、86.32%、8.8%，使得目标电压矢量位于扇区过渡区，实验结果如图 12 所示。实验数据表明，在扇区过渡区，若不动态设置采样点和进行 PWM 移相操作，则采样窗口时间过短，会导致三相电流采样错误。重新设置采样点、进行 PWM 移相，对电机电流重构后可以得到正确的三相电流采样值。由图 7 也可以得知，经过移相后只需要保证 t1大于 tmin就能实现三相电流的准确采集。实际测量中，考虑到开关器件的死区，为避免功率器件损坏，经过移相处理的 PWM 最高占空比可提升到 95%。这与移相前的 89%相比，提升了电机端的电压利用率。(a)未动态设置电流采样点且未进行 PWM 移相 (b)动态设置电流采样点、进行 PWM 移相和重构电机电流 图 12 扇区过渡区内采集到的电机电流波形 Fig.12Motor current waveform sampled in transition modulation area 3.2 动态实验 对电机进行电流闭环控制，使电机处于旋转状态，进行相电流采样实验。实验结果如图 13 和图 14所示。图 13未考虑高压调制区和扇区过渡区的电机电流波形Fig.13Motor current waveform without considering high-voltage modulation area and sector transi-tion area 实验结果表明，在高压调制区和扇区过渡区，若不进行动态设置 AD 采样点、PWM 移相、电流重构等处理，三相电机电流采样值会出现错误数据。按照本文的三电阻电流采样法可得到正确的三相电流采 40 天津科技大学学报 第 38 卷 第 4 期 样值。三相电流波形呈现出稳定的正弦波，说明了该方法的正确性和可靠性。图 14 动态设置电流采样点、进行 PWM移相和电机电流重构后的电机电流波形 Fig.14 Motor current waveform after dynamic setting ofcurrent sampling point，PWM phase shifting andcurrent reconstruction 4 结 语 本文针对永磁同步电机三电阻电流采样法存在非观测区的问题，提出了根据 PWM 波形，动态设置电流采样点、对 PWM 进行移相重构电机电流的三电阻电流采样方法。依据该方法在 TI DSP 平台上进行永磁同步电机三电阻电流采样的软件设计，通过实验验证该方法能够在 PWM 高占空比状态下进行正确的相电流采样，充分表明该方法的正确性和可靠性。参考文献：1 KRISHNAN R.Permannent magnet synchronous and brushless DC motor driversM.New 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