一体化匹配网络的Q波段Do...ty功率放大器MMIC设计_彭晨睿.pdf

第 43卷 第 1期2023年 2月Vol.43，No.1Feb.，2023固体电子学研究与进展RESEARCH&PROGRESS OF SSE一体化匹配网络的 Q波段 Doherty功率放大器MMIC设计彭晨睿 郭润楠 陶洪琪 余旭明（南京电子器件研究所，微波毫米波单片集成和模块电路重点实验室，南京，210016）20221115收稿，20230106收改稿摘要：提出了一种毫米波 Doherty放大器一体化匹配网络的设计方法。该匹配网络将功率合成、阻抗变换和相位调节功能一体化，结合兰格耦合器，去除了传统 Doherty 功放结构中输出和输入四分之一波长线。采用0.15 m GaN 工艺研制了一款 Doherty放大器 MMIC。连续波测试条件下，此放大器在 3842 GHz频段内，饱和功率达到 40 dBm，饱和 PAE 大于 24%，6 dB输出功率回退 PAE 达到 16%。在中心频率 40 GHz、20 MHz双音间隔测试条件下，输出功率回退 3 dB时，放大器的三阶交调失真 IMD3小于-21 dBc。关键词：Doherty功率放大器；单片微波集成电路；氮化镓；负载调制中图分类号：TN722 文献标识码：A 文章编号：10003819(2023)01002106Design of a Qband Doherty Power Amplifier MMIC with an Integrated Matching NetworkPENG Chenrui GUO Runnan TAO Hongqi YU Xuming（Science and Technology on Monolithic Integrated Circuits and Modules Laboratory，Nanjing Electronic Devices Institute，Nanjing，210016，CHN）Abstract:A design method of integrated matching network was proposed for millimeter-wave Doherty power amplifier（DPA）in this paper.The proposed matching network integrated the power combing，impedance transformation and phase offsetting functions together，and combined with Lange coupler to remove the quarter wavelength transmission-line of output and input in the traditional DPA structure.A DPA MMIC had been designed and fabricated on 0.15 m GaN HEMT technique.Under continuous wave test condition，the saturated power of this amplifier reaches 40 dBm，the saturated PAE is more than 24%，and the 6 dB output power back-off PAE is 16%over 3842 GHz.Under the condition of two tone test with center frequency of 40 GHz and interval of 20 MHz，the third-order intermodulation distortion（IMD3）of the amplifier is less than-21 dBc at 3 dB output power back-off.Key words：Doherty power amplifier（DPA）；monolithic microwave integrated circuit（MMIC）；GaN；load modulation宽禁带半导体 基金项目：国家重点研发计划资助项目(2019YFB2203703)联系作者：Email：DOI:10.19623/ki.rpsse.2023.01.010固 体 电 子 学 研 究 与 进 展 http:GTDZ43卷引 言对于日益增长的通信需求，无线通信系统中采用复杂的调制技术来提高频谱利用率。由于采用了含有幅度调制的高阶调制模式，无线通信信号具有较高的峰均比（Peak to average power ratio，PAPR），这一特征要求功放必须在一定的输出功率回退区域内保持较高工作效率。而 Doherty功率放大器（DPA）正是解决此需求的优良方案。Doherty 功率放大器结构相对简单，容易实现，但由于四分之一波长线影响，传统 Doherty 放大器通常存在带宽窄、设计尺寸较大、损耗高的弊端12。2013 年张晗3分析传统 DPA 四分之一波长线对带宽的影响，并改变四分之一波长线两端阻抗比来减小此效应，设计了一款 1.92.2 GHz 的 DPA，但四分之一波长线未被消除；2019 年 G.Nikandish 4采用变压器电路代替输出四分之一波长线，提高了带宽（4.56.0 GHz）；2021 年，周兴达5提出将四分之一波长线置于辅路的反向 Doherty 功放结构，设计了一款高增益 DPA。但是这些改进大多数基于较低频段应用，未考虑到毫米波寄生参数影响，对于毫米波频段 DPA 的设计改善还有待验证，并且四分之一波长线带来的不利影响并没有完全消除。本文分析了毫米波频段下 DPA 传统电路设计的缺陷，对负载网络结构进行改进，并通过相位调节控制，结合兰格耦合器，去除了传统电路中的输入输出波长线，削减了四分之一波长线带来的不利影响，电路结构更为简单。1 毫米波 Doherty功放分析 图 1 是传统负载 Doherty 功率放大器输出结构示意图，传统理想 Doherty PA 的组成结构一般由载波功放（Carrier PA）、峰值功放（Peak PA）、输入输出匹配（IMN，OMN）、阻抗变换线、后匹配网络、相位补偿线组成56。载波功放的负载阻抗需从（1+2）ZL至 ZL变换（为峰值与载波功放功率之比），此变换由阻抗变换网络和后匹配网络结构实现。传统设计中，常常用四分之一波长线来设计阻抗变换网络和后匹配电路，设计相对简单。但四分之一波长线往往会带来多种弊端：/4 传输线会造成功放带宽的缩减3；毫米波频段内，/4 传输线和后匹配网络将增加负载网络损耗，从而造成整体输出效率的下降；/4传输线将造成载波功放与峰值功放的输出信号相位差，需要额外引入相位补偿线来进行相位补偿，增加了电路的复杂度和整体尺寸。另外，在频率较低的频段，由于寄生参数影响较小，管芯的匹配最佳阻抗接近于实阻抗。而在毫米波频段，管芯的匹配最佳阻抗受寄生效应影响较大，阻抗虚部值较大。在毫米波频段，传统回退6 dB DPA 设计方法需要复杂的匹配电路将电流源端面阻抗匹配至实阻抗 R。这种匹配方式，在毫米波频段会带来较大的功率损耗，并且匹配电路 Q 值过高，进一步影响带宽。并且，在 MMIC 电路中，要实现高功率输出，需要复杂的功率合成网路和匹配电路，在 Doherty 功放处于回退状态时，载波功放的负载阻抗所映射的管芯端面（电流源端面）阻抗很难匹配至高效率状态，导致调制不充分。经典回退 6 dB Doherty 功放合路点处阻抗一般取 Zopt/2，与负载阻抗不一致，因此需要后匹配网络或一段四分之一波长线进行阻抗变换。针对以上问题，提出了图 2 中所示的一体化匹配网络，将合路点处阻抗与负载阻抗调节一致，去除后匹配网络，降低了损耗。为补偿寄生效应影响，将晶体管寄生参数、功率合成匹配网络和阻抗图 1 传统 6 dB回退 DPA的结构Fig.1 The structure of traditional 6 dB back-off DPA图 2 提出的一体化 DPA结构Fig.2 The proposed integrated DPA structure221期彭晨睿等：一体化匹配网络的 Q波段 Doherty功率放大器 MMIC设计变换网络一体化设计，将阻抗变换和匹配的功能同时实现。为消除较长微带线带来的带宽缩减，电路中尽量使用 LC 网络进行阻抗匹配，并采用兰格耦合器实现相位补偿和功率分配功能。2 Q波段 Doherty功放 MMIC设计 依托于南京电子器件研究所氮化镓工艺平台，选用 0.15 m GaN HEMT 工艺进行设计。该工艺在 Q 波段具有良好的频率特性，在漏压 Vd=24 V、栅压 Vg=-2 V 的情况下，能够提供 3.5 W/mm 的功率密度。本文采用三级放大的对称式 Doherty 功放结构，主辅路功放末级均选用八个单胞 4指、单指栅宽 50 m 的管芯，功率推动比为 1 2 4，末级总栅宽为 3.2 mm。2.1 载波功放负载网络设计在毫米波频段，漏极寄生电容 Cds制约着功放的输出功率，效率等关键指标，这主要是 Cds对管芯的最佳负载阻抗 Zopt的虚部影响较大。为补偿 Cds带来的影响，需要提取大信号激励下 Cds的值。图 3展示了 经 典 GaN HEMT 器 件 等 效 输 出 阻 抗 的 电 路模型。Loadpull 的测试结果表明，饱和状态下，选用的末级管芯的最佳负载阻抗实部 Ropt sat=20，寄生电容 Cds=0.72 pF。在负载牵引时，补偿寄生电容带来的影响，能更直观地观察到回退时管芯处的最佳负载阻抗。在管芯大信号模型分析的基础上，对管芯输出电路进行拟合，并在仿真电路中加入补偿电路，补偿寄生电容影响，再进行负载牵引分析，由传统公式，平衡式 Doherty功放回退 6 dB 处的最佳负载阻抗的实部应当取载波功放回退 3 dB 处的最佳阻抗的实部3，载波回退最佳阻抗 Zopt_c的实部 Ropt_c OBO=1.9Roptsat=38。匹配网络的阻抗变换在功放饱和时和回退时应当分别满足以下条件：Ropt_c=Ropt_c sat Zc=2RL=100（1）Ropt_c=Ropt_c OBO Zc=RL=50（2）图 4（a）展示了实际的最佳阻抗与匹配的负载阻抗值对比。在负载网络设计时，需将载波功放的功率合成匹配网络和阻抗逆变网络合并考虑设计，并将本征端口的寄生电容和电感纳入网络中设计，以消除输出四分之一波长线和寄生效应的不利影响。由于大功率下，管芯最佳阻抗值低，匹配网络两端阻抗比高（1 5），阻抗逆变难以实现。如图 4（b）所示，选择三级 LC 电路实现匹配，将阻抗逆变分解为多次实现，以提高 Q值。2.2 峰值功放负载网络设计设计过程中，峰值功放的负载网络需将饱和状态下管芯最佳阻抗至输出端阻抗，同时为防止低功率注入状态下载波功放功率泄露，还要实现峰值功放在关断情况下负载端面的高阻态。参考上文的载波功放设计，补偿峰值功放的寄生参数，并将负图 3 HEMT的输出等效电路Fig.3 The output equivalent circuit of HEMT图 4(a)载波功放最佳效率阻抗与实际匹配阻抗；(b)载波功放的输出匹配网络Fig.4(a)The optimum efficiency impedance and actual matched impedance of carrier PA；(b)Output matching network of the carrier PA23固 体 电 子 学 研 究 与 进 展 http:GTDZ43卷载变换、功率合成和偏置线进行融合一体化设计，峰值功放饱和时和关断时负载网络变换分别满足以下条件：Ropt_psat=20 Zp=2RL=100（3）Zp=（4）实现峰值功放关断时负载端面的高阻态是设计