基于磁隔离驱动的双极性Marx脉冲源研制_董守龙.pdf

2023 年4 月 电 工 技 术 学 报 Vol.38 No.8 第 38 卷第 8 期 TRANSACTIONS OF CHINA ELECTROTECHNICAL SOCIETY Apr.2023 DOI:10.19595/ki.1000-6753.tces.220281 基于磁隔离驱动的双极性 Marx 脉冲源研制 董守龙1 周晓宇1 余 亮1 刘 鑫1,2 姚陈果1（1.输配电装备及系统安全与新技术国家重点实验室（重庆大学）重庆 400030 2.中国工程物理研究院电子工程研究所 绵阳 621999）摘要 该文针对脉冲功率技术在食品杀菌处理等领域的双极性高电压应用需求，设计了一种基于磁隔离驱动的全固态双极性 Marx 脉冲源。该双极性脉冲源主电路采用双 Marx 型电路拓扑。驱动电路采用磁心传递控制信号，利用磁心堆叠和次级绕组反并联方式，使得系统仅需两路驱动信号即可实现双 Marx 主电路拓扑中四种开关的控制。驱动电路结构简单可靠，开关同步性高。基于此驱动电路和主电路，筛选了主要器件，开展了相应仿真，最终研制出全固态双极性脉冲源样机，并开展了样机的性能测试。测试结果表明，该脉冲源输出电压为 020 kV，脉冲宽度为310 s，最大重复频率为 200 Hz。脉冲源的输出电压、脉冲宽度、重复频率及正负脉冲间距均灵活可调，并可通过增加 Marx 模块的数量来实现更高等级的输出电压。关键词：脉冲功率技术 双极性脉冲 Marx 电路 磁隔离驱动 固态开关 中图分类号：TM832 0 引言 近年来，脉冲功率技术的应用范围由传统的军工国防领域不断拓宽，被广泛应用于生物医学1-4、等离子体科学5、材料改性6、食品科学和污水处理7-9等领域。基于不同的应用背景，脉冲源的参数需求不尽相同，除了高输出电压、电流，快上升沿等需求外，输出脉冲的形状、极性、重复频率等参数也逐渐纳入设计需求之内。在液态食品杀菌领域中，相较于传统的热处理、紫外线照射、化学处理等方法，高压脉冲电场的非热杀菌方法因其无显著温升、处理时间短、杀菌效果好等优势受到广泛关注。杀菌的主要机理是高脉冲电场（1100 s，2080 kV/cm）诱导食品中的微生物发生不可逆穿孔而死亡10-12。高压脉冲电源作为脉冲电场发生的核心设备，其参数性能直接影响到最终的杀菌效果。研究表明，除脉冲电场强度和作用时间外，双极性脉冲产生的交变应力使得细胞膜的结构疲劳，细胞膜的通透性提高，灭菌效果有效提升13-14。其次，在食品杀菌处理过程中，高压电极往往采用金属电极。在与液态食品接触时，单一极性的脉冲输出容易发生电极腐蚀进而引发食品安全问题。相较于单极性脉冲，双极性脉冲通过极性切换，可有效抑制电极腐蚀15，保障食品安全。双极性高压脉冲产生的典型方式主要有Blumlein传输线、直线变压器驱动源（Linear Transformer Driver,LTD）、Marx 电路16-19等。随着半导体技术的发展，基于全固态开关的 Marx 电路，因其无需阻抗匹配、脉宽灵活可调等优势，而被广泛选用。产生双极性脉冲的全固态 Marx 电路拓扑主要有双Marx 型18及全桥型19两种。双 Marx 电路型拓扑的开关电压利用率高，需要的开关数量少，控制要求简单，可作为双极性脉冲源的良好选择。为满足食品杀菌领域的高输出电压要求，需解决双 Marx 型电路中固态开关高电位悬浮驱动问题。驱动一般分为有源驱动和无源驱动20。有源驱动中常采用光电隔离触发方案21。这一方案需提供额外的驱动隔离供电电源。目前，商用成熟的隔离电源模块普遍不超过 15 kV，脉冲源的输出幅值受到电源的最大隔离电压限制。且双极性脉冲源所需开关数量较多，需引入大量的光电隔离模块和隔离电源 国家自然科学基金青年科学基金项目（51807016,51907011）、重庆市自然科学基金面上项目（cstc2020jcyj-msxmX0932）、中央高校基本科研业务费（2020CDJYGSX001,2020CDJYGDQ008）和重庆市高等教育教学改革研究项目（213052）资助。收稿日期 2022-03-01 改稿日期 2022-05-10 2016 电 工 技 术 学 报 2023 年 4 月 模块，使得脉冲源的成本大大提升，控制更加复杂。相较于光电隔离驱动，磁隔离驱动22-23属于无源驱动，利用磁心传递驱动信号，无需额外隔离电源模块，隔离电压高，大幅提升了输出幅值，降低了脉冲源成本。但是，目前针对磁隔离驱动型脉冲源研究设计仅仅停留在单极性阶段，无法满足这一领域的高压双极性输出要求。综上所述，本文基于双 Marx 型拓扑原理，提出了基于磁隔离驱动的双极性脉冲源设计方案。该驱动电路拓扑简单，利用磁心堆叠和二次绕组反并联的方式，仅需两路控制信号即可实现双 Marx 型拓扑中四路开关的分别控制。研制的脉冲源样机输出电压为 020 kV，脉冲宽度为 310 s，最大重复频率为 200 Hz，正负极性脉冲间隔灵活可调。脉冲源采用模块化设计，可以通过模块叠加实现更高的输出电压。1 双极性脉冲源的设计 1.1 主电路设计 本文选取双 Marx 结构作为双极性磁隔离驱动型脉冲源的主电路拓扑，其主电路拓扑如图 1 所示。图中，DC1、DC2为高压直流电源；VD1n为快恢复隔离二极管；C1n、C2n为储能电容；S1n、S2n、S3n及S4n为金属-氧化物半导体场效应晶体管（MOSFET）；Rload为负载。图 1 双极性 Marx 主电路拓扑 Fig.1 Main circuit topology of bipolar Marx generator 该双极性脉冲源的控制时序和高压输出 Vout如图 2 所示，其工作过程主要分为四个阶段：0t1正极性放电；t1t2电容充电；t2t3负极性放电；t3下一个 t1，电容再次充电。储能电容并联充电时，其电压 VC1i、VC2i（i=1,2,3,n）与高压直流电源的输出电压 Vdc相等，图 2 双极性 Marx 输出波形及控制时序 Fig.2 Bipolar Marx output waveform and control timing 可表示为 dc12C nC nVVV=（1）储能电容串联放电时，脉冲源输出电压 Vout为 outdcVnV=（2）式中，n 为双极性脉冲源级数。1.2 驱动电路设计 1.2.1 驱动电路基本原理 由双极性 Marx 电路的控制时序可以看出，开关 S1n与 S2n互补导通，S3n与 S4n在一定时延基础上互补导通。因此，本节仅针对开关 S1n与 S2n的驱动电路设计进行介绍。MOSFET 的磁隔离驱动基本原理如图 3 所示。左侧为半桥控制电路，通过控制开关 Q1、Q2输出双极性方波；L0、L1n、L2n分别为磁心的共一次绕组、二次侧同向绕组、二次侧反向绕组；右侧为 S1n及 S2n的驱动电路，其输出连接MOSFET 的栅源极。磁隔离驱动电路的控制时序如图 4 所示，一个 图 3 磁隔离驱动原理 Fig.3 Magnetic isolated driver schematic 第 38 卷第 8 期 董守龙等 基于磁隔离驱动的双极性 Marx 脉冲源研制 2017 周期内有四个模式。图中，Vcontrol、Vswitch分别代表控制信号及 S1n、S2n电压。图 4 磁隔离驱动控制时序 Fig.4 Control timing of magnetic isolated driver（1）模式：半桥控制电路在 L0端产生正极性控制信号，L1n同名端感应出正极性输入+Vin，S1-1n自然导通，S1-2n通过续流二极管导通。因此，主开关的驱动电路会形成两个通路，Cg1n被充电到+Vin，S1n的栅源极电压为+Vin，S1n导通。与此同时，L2n端感应出负极性信号-Vin，S2-2n自然导通，S2-1n通过续流二极管形成通路。因此，S2n的驱动电路会形成两个通路，Cg2n被充电到-Vin，S2n的驱动电压为-Vin，S2n关闭。其运行模式如图 5a 所示。（2）模式：L0端无输出信号时，L1n、L2n端也无输入信号。开关 S1n及 S2n的驱动电路中，S1-1n、S1-2n、S2-1n、S2-2n关闭，Cg1n、Cg2n的电荷无泄放通路，驱动电压保持不变。S1n持续导通，S2n持续关闭。其运行模式如图 5b 所示。（3）模式：L0端负极性控制信号来临时，L1n端输入-Vin，S1-2n自然导通，S1-1n通过续流二极管导通。因此，主开关的驱动电路会形成两个通路，（a）模式运行 （b）模式运行 （c）模式运行 （d）模式运行 图 5 磁隔离驱动运行模式 Fig.5 Operation mode of magnetic isolated driver Cg1n的原有电荷泄放后充电到-Vin，S1n的栅源极电压为-Vin，S1n由导通变为关闭状态。与此同时，L2n端感应出正极性信号，S2-1n自然导通，S2-2n通过续流二极管形成通路。因此，S2n的驱动电路会形成两个通路，Cg2n被充电到+Vin，S2n的驱动电压为+Vin，S2n由关闭转为开启状态。运行模式如图 5c 所示。（4）模式：类似于模式 II，在模式，L0端 2018 电 工 技 术 学 报 2023 年 4 月 再次无信号输出，L1、L2端感应电压为 0，S1-1n、S1-2n、S2-1n、S2-2n关闭。Cg1n、Cg2n上电荷无泄放通路，其端电压继续保持，S1n、S2n的驱动电压保持不变。S1n持续关闭，S2n持续导通。运行模式如图 5d 所示。1.2.2 死区时间设置 在 S1n、S2n的驱动电路中，除了二次绕组的绕向相反外，其电路拓扑参数是完全对称。S1-1n、S1-2n、S2-1n、S2-2n型号相同，其开通关断特性几乎相同，门级电容 Cg1n的正向充电速率与 Cg2n反向充电速率一致。因此，S1n、S2n的驱动波形的交叉点在 0 V附近。在理想情况下，若将 0 V 视为开关的开通起始电压，则 S1n、S2n之间无死区时间。即使在实际情况下，两开关的起始开通电压高于 0 V，其死区时间也很短暂。在一定干扰下，两开关可能直通造成脉冲源损坏。故需对开关驱动电路进行设计，以保证足够的死区时间。设置 R1-1n=R2-1n，R1-2n=R2-2n。当增大 R1-1n时，S1-1n开通时间增大，Cg1n的电压由-Vin上升至+Vin的时间延长，S1n驱动波形的上升沿变缓。同样地，S2n驱动波形上升沿也随之变缓。减小 R1-2n时，S1-2n开通时间减小，Cg1n的电压由+Vin下降至-Vin的时间减小，S1n驱动波形的下降沿变陡。类似地，S2n的驱动波形下降沿也随之变陡。开关的开通特性由图 4 转变为图 6。驱动波形交叉点降至 0 V 以下，开关拥有可靠死区时间。图 6 改进后驱动波形 Fig.6 Drive waveforms after improvement 1.3 元器件选择 1.3.1 主电路元器件选择 固态开关采用的技术各不相同，相较于经典的Si MOSFET，采用 GaN 和 SiC 技术的 MOSFET 具备更加出色的性能。本文设计的脉冲源计划充电电压不高于 1 000 V，开关耐压值应大于 1 000 V。因此，本文选取 ON 公司生产的 NVBG160120SC1 作为 Marx 主电路的固态开关。其耐压值为 1 200 V，导通电阻为 160 m，脉冲电流为 78 A。快恢复隔离二极管在储能电容充电期间提供正向导通路径，其能承受的最小正向导通电流 Imin应为 out outmindcVIfIV=（3）式中，Iout为脉冲输出电流；f 为输出脉冲频率；为脉冲宽度。在储能电容放电期间，二极管承受反向电源电压。因此，二极管的最大反向击穿电压 VR应大于脉冲源的最大充电电压 Vdc。因此，选取 VISHAY 公司的 E5PX6012L-N3 型二极管。其正向平均电流为60 A，最大反向击穿电压为 1 200 V。本文设计