耦合电感集成型谐振变换器及其自适应频率控制_徐菁涛.pdf

2023 年2月电 工 技 术 学 报Vol.38No.4第 38 卷第 4 期TRANSACTIONS OF CHINA ELECTROTECHNICAL SOCIETYFeb.2023DOI:10.19595/ki.1000-6753.tces.220956耦合电感集成型谐振变换器及其自适应频率控制徐菁涛许国孙尧熊文静（中南大学自动化学院长沙410083）摘要该文提出一种宽电压范围的耦合电感集成型串联谐振变换器（CISRC），其电压增益与负载不相关，并且仅含有一个磁性元件与两个开关管。与传统的两级级联结构变换器相比，磁性元件和开关管数量有效减少。在所提出的调制策略下，一次侧开关可以实现零电压开通，二次侧二极管可以实现零电流关断。此外，该文还提出一种无电流传感器的自适应频率控制，通过观测器观测励磁电流平均值，能够在不同功率下自适应调节开关频率，优化电流纹波。该文详细介绍变换器的工作特性与控制方法，并且搭建一台 200 W 的实验样机，实验结果证明了所提方案的可行性与有效性。关键词：串联谐振变换器耦合电感软开关自适应频率控制中图分类号：TM460引言近年来，LLC 串联谐振变换器因其高效率、高功率密度和软开关特性等优点被广泛应用与新能源发电系统、电动汽车充电、LED 驱动等领域1-4。传统的 LLC 串联谐振变换器采用脉冲频率调制（PulseFrequency Modulation,PFM），然而当电压范围变换较宽时，开关频率会偏离谐振频率点，变换器中会产生较高的环流，导致损耗增加，转换效率降低5-6。为了在较窄的开关频率调节范围内实现宽电压增益，学者们提出了一些优化的控制策略。文献7提出了一种 LLC 谐振变换器的移相调制（PhaseShift Modulation,PSM）策略，其开关频率始终等于谐振频率，但是变换器的关断损耗较高。文献8提出 了 一 种 PSM 和 脉 冲 宽 度 调 制（Pulse WidthModulation,PWM）混合调制策略，两种调制策略分别应用于不同的电压范围，能够兼顾调压能力和转换效率，但是该调制策略较为复杂。文献9-10提出了一种多模式控制，通过工作模式的切换，变换器的结构能够改变，使得电压范围有效拓宽，但是，该方法难以实现多模式的平滑切换。改进变换器的拓扑结构是拓宽调压范围的另一种有效途径。文献11-12在变换器二次侧添加了辅助开关，能够在固定开关频率下获得更宽的电压增益，但是，变换器的模态和控制逻辑变得更加复杂。文献13添加了辅助变压器，能够改变谐振变换器的等效电压比，但是辅助变压器的利用率较低，导致整体的功率密度下降。文献14在变压器端口上并联了一组LC 网络以实现宽电压增益，但是谐振网络的分析和设计较为复杂。尽管改进的调制策略和拓扑结构能够在一定程度上提升调压范围，但是变换器的控制策略以及电路模态的复杂度也随之增加。两级式级联拓扑能够有效地解决这个问题15-16。通常，两级式拓扑可由非隔离 PWM 变换器（如 Boost 变换器）和 LLC 谐振变换器组成。在这类拓扑中，谐振变换器的开关频率等于谐振频率，仅作为直流变压器实现单位电压增益。整体的电压调节由非隔离 PWM 变换器实现。与单级结构相比，两级式拓扑的调压能力得到有效提升且控制策略更加简单。此外，两级结构采用了较多的开关管与磁性元件，整体的体积与成本较高。为了解决这个问题，采用全桥结构，如图 1a所示。一些文献采用了半导体器件的复用技术17-20，国家自然科学基金（51907206）和湖南省科技创新计划（2020RC4002）资助项目。收稿日期 2022-05-30改稿日期 2022-08-02第 38 卷第 4 期徐菁涛等耦合电感集成型谐振变换器及其自适应频率控制999通过复用交错 Boost 电路与全桥谐振变换器的一次侧桥臂，开关管数量得以有效减少。这个思路也可以应用到半桥结构上21-22，半桥结构变换器的一次侧仅需使用两个开关管。半桥结构如图 1b 所示。（a）全桥结构（b）半桥结构图 1Boost-LLC 谐振变换器集成拓扑结构Fig.1Boost LLC resonant converter integrated topology与两级式拓扑结构相比，开关复用后，有效地减少了半导体器件和驱动电路的数量，但是依然存在一些缺失。首先，复用拓扑需要添加额外的 Boost电感，这会降低整体的功率密度；其次，在复用结构中，Boost 级需要通过占空比调节电压增益，而占空比的变化同样会影响谐振级的电压增益，这会使得变换器整体的电压控制变得更加复杂，并且增益特性还会随负载变化。此外，由于 Boost 变换器电流和谐振电流的叠加，会使得一次侧开关的零电压软开关（Zero Voltage Switching,ZVS）分析变得困难。因此，复用后的拓扑，在分析和设计上的复杂度与约束条件相对较高。本文针对半桥谐振拓扑结构，提出了一种耦合电感集成型的谐振变换器（Coupled Inductor integratedSeries Resonant Converter,CISRC），其拓扑结构如图 2 所示。除了将 Boost 级和谐振级的开关桥臂复用以外，还采用了耦合电感将 Boost 电感与谐振级的高频变压器集成，因此无需添加额外的 Boost 电感，集成后的拓扑仅需一个磁性元件（耦合电感）。本文所提出的 CISRC 通过占空比调节输出电压，而在所提出的调制下，谐振级始终能够实现单位电压增益而不受占空比影响。因此整体的电压控制更加简单，且与负载无关。而且，谐振电流始终为正弦半波，在开关动作时刻等于零，因而在分析 ZVS 时，可以简化。另外，为了优化电流纹波，本文还提出了一种无电流传感器的自适应频率控制。因为励磁电流无法直接通过采样得到，因此本文通过设计电流观测器估计得到励磁电流的平均值，以此来计算并调节最优开关频率。（a）耦合电感模型（b）悬臂模型图 2所提出 CISRC 的拓扑结构Fig.2Topology of proposed CIBSRC1拓扑结构与工作原理1.1拓扑结构为了便于分析，将耦合电感等效变换为悬臂模型，如图 2b 所示。耦合电感分为理想变压器、励磁电感 Lm和漏感（谐振电感）Lr。其中，励磁电感也作为 Boost 级储能电感，漏感作为谐振电感。S1和S2同时构成 Boost 级的桥臂与谐振级一次侧桥臂，VD1和 VD2为体二极管，C1和 C2为结电容，VD3和 VD4为二次侧整流二极管，此外，Co1和 Co2为输出电容且两者容值相同。理想变压器电压比为 1n。谐振电感 Lr和谐振电容 Cr构成谐振网络，谐振频率为rrr12fL C=（1）1.2工作原理CISRC 的工作波形如图 3 所示。S1和 S2互补导通，定义 D 为 S2的占空比。谐振腔的输入电压 vab为高频方波同时也是 Boost 电感的端电压。此外，励磁电流始终连续并且具有负值，以此来实现一次侧开关的 ZVS。谐振电流为正弦半波，并且在开关的切换时刻等于零。Co1和 Co2的电压相等，而谐振电容 Cr的电压有直流偏置。占空比小于 0.5 和大于0.5 的工作原理类似，因此本文仅详细讨论小于 0.5的情况。1000电 工 技 术 学 报2023 年 2 月（a）占空比小于 0.5（b）占空比大于 0.5图 3CISRC 的工作波形Fig.3Working waveforms of CISRC阶段 1t0,t1)：在 t0时刻，所有开关都关断。iLm反向通过二极管 VD1并流入 Cin。谐振电流从零开始增加，通过二极管 VD3给 Co1充电。这个阶段，谐振网络中各个元件的电压、电流表达式为abinocdin0mm0moinr0rr0r2()()()2()sin()LLCLvnVVvVttiitLVnVvtitttZ=|=|-|=+|-|=-|（2）式中，Zr=rr/LC；rr=2 f。阶段 2t1,t2)：在 t1时刻，S1实现 ZVS 开通，由于谐振腔的端电压 vab保持不变，因此谐振腔的各个元件的电压、电流表达式与阶段 1 中的相同。在这个阶段，谐振电流会完成正半周期的谐振，而励磁电流会持续增加到峰值。阶段 3t2,t3)：在这个阶段，S1保持开通。而在 t2时刻，谐振电流已经完成正半周期的谐振，因此等于零，而二极管 VD3可以实现零电流软开关（Zero Current Switching,ZCS）关断。这个阶段谐振腔的工作状态可以表示为abincdabr2in0mm0mr()()()()0CLLLvnVvvvtVttiitLit=|=-|-=+|=（3）阶段 4t3,t4：在 t3时刻，所有开关都关断。iLm通过二极管 VD2为 Cbus充电，并从峰值开始减小。谐振电流从零开始反向增加，通过二极管 VD4给Co2充电。这个阶段，谐振网络中各个元件的电压、电流表达式为()()()abbusinocdbusin3mm3mobusinr3rr3r2()()()2()sin()LLCLvn VVVvVVttiitLVn VVvtitttZ=-|=-|-=-|-+-|=-|（4）在 t4时刻之后，变换器将进入另外半个开关周期，并且原理类似，因此本文不再赘述。1.3电压增益变换器的电压增益可以分为 Boost 级和谐振级两个部分，即obusotBoostsRCininbus=VVVMMMVVV=（5）根据 Boost 电感（励磁电感）的伏秒平衡原则，Boost 级的电压增益可以表示为busBoostin1VMVD=（6）对于谐振级，当谐振电流对谐振电容完成半个谐振周期的充电时，谐振电容电压会从最小值上升到最大值，因此谐振电容的最小值可以表示为r2r0r_minr_DCrr_DCr()d2TLCCCCittVVVVC=-=-or_DCsrCIVf C=-（7）第 38 卷第 4 期徐菁涛等耦合电感集成型谐振变换器及其自适应频率控制1001式中，VCr为谐振电容电压峰峰值的一半；VCr_DC为谐振电容电压的直流偏置；Io为输出电流平均值。将式（2）中谐振电流表达式中的 vCr(t0)替换为VCr_min，可得oinr_minrr0r2()sin()CLVnVVitttZ-=-（8）结合谐振电流与输出电流平均值的关系可得roinr_min2r00rosoooinr_DCsrsroinr_DC2sin()d2222TCCCVnVVtttZITVIInVVf Cf CVnVV-=-+=+（9）同理，根据谐振电流负半周的表达式（4）可得()obusinr_DC=2CVn VVV-（10）结合式（9）、式（10），谐振级电压增益关系可以推导为osRCbusVMnV=（11）因此，变换器的整体电压增益为tBoostsRCnMMMD=（12）根据式（12），归一化的变换器电压增益曲线如图 4 所示。可以看出，电压增益可以通过改变一次侧开关的占空比来调节。并且，在不同负载下，变换器的电压增益特性不变，该特性能够简化变换器的分析和设计。整体的电压增益特性和 Boost 电路类似，因此所提出的变换器也可以视为隔离 Boost变换器。图 4电压增益曲线Fig.4Voltage gain curves1.4ZVS 分析在开关切换时刻，谐振电流等于零，因此开关的 ZVS 仅依靠励磁电流实现。根据图 3 中的工作波形，开关的 ZVS 条件可以表示为m01m32()0S()0SLLitit|（13）此外，励磁电流的直流偏置可以推导为sssmin_aver00ssinmm_ave0sin11dd1dTTLLTLLitInitTTPit ITV=-=（14）可以看出，因为一个开关周期内，谐振电流平均值等于 0，因此励磁电流的平均值就等于输入电流平均值。对于式（13）中的 ZVS 条件来说，S2非常容易实现 ZVS，在设计时只需要满足 S1的 ZVS条件，因该条件在重载下更难实现，因此需要保证变换器在满载的时候，励磁电流的纹波大于输入电流平均值的 2 倍，即()()inm_ppm_ave