面向舰船综合电力系统的10...电平双向直流变换器控制策略_刘计龙.pdf

2023 年2月电 工 技 术 学 报Vol.38No.4第 38 卷第 4 期TRANSACTIONS OF CHINA ELECTROTECHNICAL SOCIETYFeb.2023DOI:10.19595/ki.1000-6753.tces.220386面向舰船综合电力系统的10 kV/2 MW模块化多电平双向直流变换器控制策略刘计龙1陈鹏1,2肖飞1朱志超1黄兆捷1（1.海军工程大学舰船综合电力技术国防科技重点实验室武汉4300332.东南大学电气工程学院南京210096）摘要由于电压等级高、模块化程度高、容错性能好等优势，模块化多电平双向直流变换器（MMBDC）非常适合在下一代舰船综合电力系统（IPS）中充当能量路由器的角色。然而，针对该变换器的控制策略存在端口电流不受控、环路耦合强、低频振荡显著等问题。为了解决上述问题，该文首先，建立构成 MMBDC 的子变换器数学模型，推导低频谐振点。其次，针对直流多端口模块化多电平子变换器提出基于陷波器的三环解耦控制策略，推导该策略的控制环路解耦特性，对控制框图进行了简化，并比较传统控制策略与所提控制策略的动态特性。最后，设计并制作了10 kV/2 MW 级 MMBDC 工程样机，介绍绝缘设计、控制系统架构、电气柜结构布局等工程实现方法，并进行所提控制策略的满功率实验，验证了该文理论分析研究的有效性。关键词：舰船综合电力系统双向直流变换器中压直流变换器解耦控制策略中图分类号：TM460引言舰船综合电力系统是发展海上舰船的突破性技术，其以电能作为统一的形式实现了全船能量的生产、输运、变换、消纳和存储。1998 年马伟明院士创新科研团队率先提出发展基于中压直流系统的二代 舰 船 综 合 电 力 系 统（Integrated Power System,IPS）技术路线。与传统的中压交流系统相比，中压直流系统功率密度更高、可靠性更好、功率控制更灵活、振动噪声更小1-3。中压直流系统和储能元件的引入是二代舰船IPS 的显著特征。因此，二代舰船 IPS 对变配电变换器提出了新的需求：有更高的耐电压能力，可以承受中压直流母线的接入；有双向功率变换能力，可以实现中压侧与低压侧的双向能量交互；模块化水平高，便于生产、制造与维护；有较高的功率密度和运行效率，节省船上空间，可大大加强船只的续航能力。目前在舰船直流配电领域研究最多的两种中高压 拓 扑 是 基 于 模 块 化 多 电 平 变 换 器（ModularMultilevel Converter,MMC）的端对端结构4-8和模块化多电平双向直流变换器（Modular MultilevelBidirectional DC-DC Converter,MMBDC）结构9-11。后者 也可 称为 基于 MMC 的输 入串 联输 出并 联（Input Series Output Parallel,ISOP）结构。文献7,12比较了这两种拓扑形式的优缺点并指出，基于MMC 的端对端结构由于基本单元形式更加简单，冗余保护成本更低，容错运行也更简单。而与之相比，MMBDC 结构更加紧凑，功率密度更高，器件的电气应力也更低。考虑到舰船可利用空间非常有限，本文主要针对 MMBDC 结构开展研究。目前已有较多关于 MMBDC 的文献发表，文献提出了在直流多端口 MMC 后级级联不同类型的拓扑，如双有源桥（Dual Active Bridge,DAB）等，来构成 MMBDC 结构9-11,13-15，也有部分文献在 MMC后级并联多个低压两端口子变换器或低压多端口子变换器来构成中高压多端口 MMBDC 结构16-18。上述文献所采用的 MMBDC拓扑结构与主要研究内容见表 1。可以看出，MMBDC 在直流配电领域拥有国家自然科学基金青年基金资助项目（51807200）。收稿日期 2022-03-17改稿日期 2022-04-25984电 工 技 术 学 报2023 年 2 月表 1MMBDC 文献综述Tab.1Literature overview of MMBDC文献拓扑结构应用场景主要研究内容9,12MMC+双有源桥民用配电网拓扑原理、控制策略、故障运行10,13MMC+滤波器超级电容储能SOC 均衡策略、故障保护策略11,14 MMC+二重化斩波器舰船 IPS不平衡运行原理、应力优化控制策略15MMC+DAB(准串联半桥)深海供电拓扑原理、调制策略、控制策略、缓启动策略16MMC+Buck-Boost+双向半桥电动汽车充电站拓扑原理、星形系统特性、SOC 均衡策略17MMC+双有源桥+二重化斩波器舰船 IPS数学模型、控制策略18MMC+三有源桥轨道交通能量管理策略、解耦控制策略出色的应用潜力。文献9针对 MMBDC 的直流多端口 MMC 子变换器提出一种平均电压环与均压环相结合的三环控制策略，使得变换器能够在额定工况下稳定运行。然而，该策略控制变量采样难、未直接控制中压侧电流、环路耦合强，且未考虑中压侧低频振荡问题。这些劣势在中高压大功率应用中尤为明显。对此，本文为直流多端口 MMC 子变换器提出一种改进的三环解耦控制策略，该策略以中压侧电流作为平均电压环内环控制量，便于对其进行限幅，防止中压侧过电流；通过陷波器抑制了中压侧电感与子模块开关电容之间的低频振荡；实现了平均电压环与均压环的解耦。另一方面，针对低压侧连接储能元件时 DAB 的低频谐振问题，本文提出了基于陷波器的双向功率控制策略。此外，本文设计并制作了 10 kV/2 MW 级 MMBDC 工程样机，通过满功率实验验证了所提出的控制策略的有效性。本文所提出的控制策略加强了 MMBDC的稳定性与可靠性，提高了装置的控制性能，也简化了控制参数设计过程。此外，本文的实验平台的设计可为其他同类型的中压大功率电力电子变换装置的设计和实现提供参考依据。1MMBDC 拓扑原理1.1基本拓扑由 N 条支路构成的 MMBDC 如图 1 所示，每条支路由 MMC 子变换器的半桥子模块（Half BridgeSub-Module,HBSM）和 DAB 子变换器级联而成。图 1MMBDC 结构Fig.1Topology of MMBDCMMBDC 的硬件电路参数包括：支路数 N、中压侧滤波电感 LMV、子模块电容 CSM、变压器电压比 nT、低压侧滤波电容 Cf、低压侧滤波电感 Lf。本文假设这些参数在各支路中是一致的。MMBDC 的电气参数包括：中压侧电压 uMV、中压侧电流 iMV、子模块电压 uSM、半桥子模块斩波电流 iSM、DAB 一次侧输入电流 iD、变压器一次侧漏感电流 iL、低压侧滤波电容电压 uCf、低压侧滤波电感电流 iLf、低压侧电压 uLV和低压侧总输出电流 iLV。VTM1和 VTM2分别为 MMC 半桥子模块的上管和下管 IGBT，VTD1VTD8为 DAB 子变换器的IGBT。与普通 ISOP 结构相比，MMBDC 用直流多端口 MMC 替代了输入串联结构，为后级提供了多路可调的直流电源。两种子变换器 MMC 和 DAB 通过子模块电容解耦，二者控制策略可以分开设计。在直流配电应用中，MMBDC 有如下优势：（1）MMC 和 DAB 子变换器均为双向变换器，因此无论在中压侧或低压侧连接的是有源负载还是无源负载，MMBDC 都可以完成功率的双向灵活传输。（2）MMC 子变换器提供了不平衡运行能力11。因此可以在 MMBDC低压侧连接分布式储能元件或第 38 卷第 4 期刘计龙等面向舰船综合电力系统的 10 kV/2 MW 模块化多电平双向直流变换器控制策略985无源负载，使 MMBDC 运行在各支路功率不平衡的工况下。（3）当部分支路发生故障时，可以持续导通对应子模块的下管 IGBT 以及辅助旁路开关即可将故障支路切除，而不影响其余支路的正常运行。（4）MMBDC 避免了在中压侧采用集中式大电容，减小了中压侧短路电流冲击，子模块电容中存储的电量也有利于故障后的快速重投9。（5）MMC 子模块电容可调，因此，可以使得DAB 始终运行在一次、二次电压匹配的工况下，提高了运行效率。MMC 子变换器采用移相调制策略9,11，可以起到等效倍频的效果，大大降低了中压侧电流纹波。由于子模块电压可调，一次、二次电压匹配程度较好，DAB 子变换器采用单移相调制策略19。1.2数学模型若忽略中压侧电感电流纹波和子模块电容电压纹波，可以建立 MMC 子变换器状态平均方程为SMSMSMM MVSMMVMVMVMSMMV1ddddiiiNiiLiuuCditRiLudur it=-|=-|（1）式中，Mid为 MMC 子模块 i 上管占空比；RSM半桥子模块等效输出电阻；rL为中压侧电感内阻。令式（1）的第二个式子左边为 0，得到MVMSMMV1NiiLiudur i=+（2）若采用均压控制，认为各子模块电压和占空比一致，并忽略中压侧电感内阻，有MVSMMuuNd=（3）式（3）即为中压侧电流与子模块电压的函数关系。设各支路占空比、负载电流及子模块电压的稳态值均相同，对式（1）分离小信号得到*SMMVMMVMSMDSMSMSMSMSM*MVSMMSMMMVMVMVMVMV11d111dd1diiiiNNLiiiiuididuitCCRCCiudrudiutLLL=-=-|-|=-+-+|（4）式中，带有上标“*”的变量为对应信号的稳态量；iDi为 MMC 子模块负载电流扰动。MMC 小信号状态空间方程见附录第 1 节。以半桥子模块占空比到中压侧电流的开环传递函数 GMDI为例进行分析，忽略中压侧电感内阻，GMDI表达式为()()*SMSM SMSMMSM MVMDI22*SMMVSMMVMSM11RCusudRiGRLCsLsNdR+-=+-（5）本文设计了 10 kV/2 MW 级 MMBDC 工程样机的参数见表 2（详见 3.1 节）。将表 2 所示参数代入式（5）可知，特征方程的阻尼比很小，因此可以认为谐振频率和无阻尼自然振荡频率近似一致，其表达式为*MMrMVSM112dfLCN-=（6）表 2MMBDC 硬件参数设计准则及数值Tab.2Design criteria and designed values ofhardware parameters of MMBDC参数设计准则数值中压侧电感 LMV/mH中压侧电流纹波2.5变压器电压比 nTDAB 一次、二次电压匹配85变压器漏感 L/mH额定外移相比为 0.20.2变压器容量 ST/(kVA)额定工况视在功率320低压侧滤波电容 Cf/mF低压侧电压纹波、短时功率支撑3低压侧滤波电感 Lf/mH低压侧电流纹波、短路电流抑制0.1子模块电容 CSM/mF子模块电容电压纹波1以 GMDI为例对本文所建立的数学模型进行仿真验证。在任意一个半桥子模块占空比上叠加1 Hz2 kHz 的正弦扰动，并在中压侧电流处提取相应频率的扰动分量，计算出仿真测量的传递函数，同样代入表 2 所示参数，得到 GMDI伯德图仿真证明如图 2 所示。可以看出，GMDI在 222 Hz 附近有一个谐振峰，且全频段仿真结果与所建立的数学模型符合度较高，说明了数学模型的准确性。DAB 传统的建模方法为降阶模型，该种模型计算简单，但忽略了漏感电流这一状态变量，导致模型精度存在较大偏差，在中高频段偏差尤为明显。对此，研究者提出采用广义平均模型对 DAB 进行建模20-22。DAB 的广义平均模型引入了漏感电流的基波分量，提高了 DAB 模型精度。当低压侧连接无源负载时，DAB 状态方程为986电 工 技 术 学 报2023 年 2 月图 2GMDI伯德图仿真证明Fig.2Simulation verification of GMDIBode diagram1 SM2fff2fffLVDfddddddLCLLCLLLLiLs us ur ituCs iitiLuR it=-|=-|=-|（7）式中，s1和 s2分别为 DAB 一次、二次侧 H 桥的开关函数。当 VTD1和 VTD4导