高精度基准电流源的设计和实现电气工程专业.docx

第三章 高精度基准电流源的设计 通过调查资料发现，基准电流源是当前模拟集成电路非常重要的组成部分之一，并且几乎所有的比较先进的电子产品中都可以找到基准电流源的存在，它的作用是为电路中的各组成模块提高较为准确的偏置电流，基准电流源也具有独立、准确、简单的特点。本文根据实际的需求，设计了一种新型的基准电流源结构图，如图3-1所示。从图中可以看出该电流源由电流求和、电压-电流转换、启动单元等四部分构成。 图 3-1 3.1基准电流源低温漂特性获取方案 如图3-1所示是正温度系数电流与负温度系数电流的补偿原理图，从图中可以看出，与在进行温度补偿的过程中，只进行了一阶，因此其可以看成是一级近似，并且根据实际情况，我们可以将用一条线性直线进行表示。这条线性直线定义为AB，然后再绘制一条与AB相互平行的直线CD，并且将CD于相切的那一点定义为点，通过计算可以得到其斜率为0，所以，最终得到即为所对应的基准电流的零温漂点。 设δI1δT=m1 , δI2δT=m2 ，那么可以进一步计算得到 （3-1） 它可以从方程3-1可以看出，参考电流源具有为0的温度系数在T2时k1/k2=-m1m2。 图 3-2 正温系数电流与负温系数电流补偿原理图 通过图3-2的原理图，可以了解到其获取到的参考电流为： （3-2） 在这个公式中，表示的是的镜像电流，表示的是的镜像电流，m1表示的是M10和M7宽度的比值，而m2表示的是M11和M8宽度的比值，通过此公式我么可以比较轻松的计算出参考电流的数值，然后再进一步的计算的PTAT电流，可以表示为如下公式： （3-3） 这个公式中的G表示的是一个数值的比例系数，该系数是根据实际的情况进行确定的。 在得到了的PTAT电流之后，接着再进一步计算电路中的基准电压的数值，其计算公式如下所示： （3-4） 这个公式中的VG0表示的是一种电压，此电压是在基本环境为绝对零温度下的一种硅带隙电压。最后，得到N+扩散电阻阻值和温度的关系，其关系公式如下表示： （3-5） 由N+扩散电阻一阶温度系数，二阶温度系数，前者比后者大得多，所以这种近似可。当参考电压被施加到正温度系数电阻器，负温度系数的电流I 2产生，如示于下式 （3-6） 观察公式3-6可以发现，其计算可以采用傅里叶变换法，因此我们使用一级傅里叶对其进一步的展开，得到如下的公式： （3-7） （3-8） 在这个公式中，T1为零温度系数点，k1为一阶系数，负温度系数在该点的值为 （3-9） 最后，我们将3-3公式的计算思想和3-7公式的基本思想相互结合，并将其带入到3-2公式中，得到最终想要的基准电流公式，公式如下所示： （3-10） 3.2电源电压调整率优化方式与实现 如图3-1所示是电流求和电路图，图中电流求和的基本工作原理如下： 电流中的可以表示为，电路中的电压主要是由与两者的电压变化数值共同决定的，并且，在这个过程中，如果我们想设置电源电压的数值为0，那么就需要设置的电源电压变化概率能够相互的抵消，以保证电压的稳定性、有效性和准确性。 于此同时，我们再接着设置的源端用点表示，那么可以得到如下的公式： （3-11） 令z=gm10+gm11gm14 ，则 （3-12） 因 （3-13） 且 的 （3-14） （3-15） 则对3-13求导可得Vthp14电源电压变化率 （3-16） 其中 （3-17） （3-18） 接着，根据实际的需求，我们将公式3-12以及公式3-16带入到公式3-11中，可以得到如下公式： （3-19） 通过公式3-19，我么可以进一步的得到电源电压调整率为0的基本条件用如下的公式表示： （3-20） 接着，在将公式3-17以及公式3-18带入到公式3-19中，可以进一步的得到如下公式： （3-21） 通过观察公式3-12会发现，表示的是实际数值为3.3V的电源电压。并且公式3-17和公式3-18说明了当的数值越大的时候，的数值也会随之变大，而且通过公式3-16会发现，的数值会随着的变化而变化，也就是说当变小的时候，也会变小，当变大时，也会相应的变大。最后再根据公式3-11可以知道，当的时候，基准电流源电源电压调整率是大于0的。 在ADC系统，由于差分结构的许多优点相比，单端结构，大量的电路包括ADC的现在需要使用参考电压源，如图4-1所示。因此，有必要将单端的基准电压的差分基准电压的结构，以及使所述参考电压在转换过程中，以恶化许多问题，以及充电和放电的开关电容器的转换时的时间段和噪声干扰会严重影响基准电压。源的性能，进而导致ADC系统规范的显著下跌 第四章 高精度差分基准电压源的设计与实现 相较于单端结构，差分结构有很多优势在ADC系统中，其中有大量的电路都是基于差分基准电压源结构的，如图4-1所示。因此，单端结构需要转换为差分结构，其中涉及到很多因素会使基准电压引入噪声，这将直接的影响到基准电压源的性能，导致ADC系统的各项指标明显下降。 图4-1 4.1传统差分基准电压源结构分析 图 4-2 电压源体系结构 如图4-2所示，在缓冲之后，使用一个电阻分压器作用于差分基准电压，就可产生差分参考电压。电路的原理是，使用一个运算放大器、MOS晶体管和电阻器构成的负反馈电路处理单端的参考电压。其中，差分基准电压V1和V2如式（4-1）和（4-2）所示。 （4-1） （4-2） 但以上方法主要有以下三个缺点： （1）在电压的精度值方面不够。由于运放等电路中存在噪声，这种结构是无法用于高精度ADC的。（2）该电路所生成的差分基准电压中，共模电压是一个比较稳定的数值，其不易改变真实的ADC差分基准电压中的共模电压；（3）该电路输出部分中的鉴别参考电压无法适应于高频环境。而这却是高精度ADC的必要需求，因此还需进一步机芯改进。 4.2新型差分基准电压源设计方案 本文提出了一种解决方案，其基于电阻分压器和电流镜的适配消除技术，能够实现高速和高精度ADC。 图 4-3 新型差分基准电压源结构图 该方案的整体电路图如图4-3所示。其主要包含了差动基准电压模块、共模反馈模块和带隙基准电压模块。带隙基准电压模块由差分基准电压模块引入一个电阻器，其后再由缓冲OP1将其电流进行转换，最后，电流镜像和电阻器处理电流，以差分生成到电路输出端，由R4和R5进一步转为为所需的差分基准电压。 电流镜主要由M1和M2组成，同时，还包含用于消除电流镜失配的M3和M4单元，从而得到一个性能较好的差分基准电压源。 进一步研究沟道长度对调制效应的影响，流过M1的电流如式(4-3)所示： （4-3） 之后，得到式（4-4）所示的漏源电流： （4-4） 再对一些参数做近似处理：μp1=μp2，Vth1=Vth2，λ1=λ2=λ，从而可得VSG1=VSG2，因此，式（4-3）和（4-4）可推出： （4-5） 令P1（T）=λ（VSD2-VSD1）（1+λVSD1），m1=（W/L）2（W/L）1，其中P1（T）是温度的相关函数。将P1（T）和m1代入式4-5中可得 （4-6） 其中 （4-7） 而从M4上流过的电流I4为 （4-8） 同样，从M3上流过的电流I6为 （4-9） 因此，可得 （4-10） 且V3=VA，则M3的栅源电压为 （4-11） 又有Vref=1.27V,推出 （4-12） 又由设计的差分基准电压 （4-13） 近似之后 （4-14） 同样μp3=μp4，Vth3=Vth4，λ3=λ4=λ；由式4-7,4-8,4-9可得 （4-15） 令P2（T）=λ（VSD4-VSD3）（1+λVSD3），m2=（W/L）4（W/L）3，其中P2（T）温度是与温度有关的量，它随着温度T的变化而变化。将P2（T）和m2代入式4-13中可得 （4-16） 其中 （4-17） 在图4-3中适当调节MOS管M1、M2、M3、M4的尺寸，使 （4-18） 由图4-3可得流过电阻R5的电流I5= I2-I4，由式4-11、4-15、4-17可以得到 (4-19) 所以，差分基准电压为 （4-20） 通过上面的公式4-20可以得到，如果想让具有基准电压的基本特点的话，需要使用如下的公式： （4-21） 将式4-3、4-6、4-7/4-16代入式4-15可得 （4-22） 再将VSD4-VVSD3=（V1-V2）-V3 ，VSD2-VVSD1=（VDD-V1）-（VDD-V3）= V3-V1分别代入式4-22，可以得到 | （4-23） 由于本文在设计的过程中，表示的都是一个较为固定的数值，那么当我们进一步的去调节的尺寸的时候可以使用公式4-23去完成，然后再将公式4-21带入到公式4-20中，可以得到如下的公式： （4-24） 通过公式4-24我们可以了解到，当电阻、电阻以及取到比较合适的数值的时候，我们就可以将设置为1V。并且可以进一步得到如下的关系式： （4-25） 通过公式4-25可以计算得到，。 此外，在共模反馈电路的运算放大器OP2可以通过R4和R5的电阻大大降低共模电平VB，使得VB更稳定的值。从而V1和V2的值也更加稳定，最终使得查分基准电压源Vref，d更加稳定。 4.3电路仿真和结果分析 如图4-2所示是电流与随着温度变化的线性图，通过图我们可以发现，随着温度的逐渐升高，电流的数值是逐渐减少的。这也可以进一步的得出结论，电阻与的电流时基本不会随着温度而发生变化的。 图 4-4 M2与 M1 电流比随温度的变化 图4-4示处了流过R5和R4流经R3作为温度的函数的电流I3电流I5的电流比。该比值的温度系数仅为2.04ppm/℃的整个温度范围内。图4-4不加电流镜的温度系数消除技术，温度系数降至约50ppm/℃，所以基本上能够抑制电流镜引入温度系数。 图 4-5 M4与 M3 电流比随温度的变化线性图 观察图4-4和图4-5会发现，图4-4表示的是采用了电流镜温度系数的效果图，图4-5刚好与之相反。 图 4-6 没有采用电流镜温度系数消除技术基准电压温度曲线 观察图4-8会发现，图中的差分基准电压值主要指的是在室下的温度，并且本文所设计的的相位差的理想值是。与此同时，电路中的差分基准电压仅仅表示的是在整个工作温度范围内饥饿（-40-85℃）。差分基准电压的温度系数为4.6ppm/℃ 图 4-7 差分基准电压温度系数 观察图4-7可以了解到，图中在温室下的基准电压数值为，这与1V的数值仅仅相差0.21毫伏，精确的准确度还是比较的高的，并且整个电路的温度范围是这个和基准电压相比，只降低了，误差也是比较的小的。 通过将图4-7与图4-8相互比较可以得到，差分基准电压系数从406.9ppm/℃至4.6ppm /℃使用电流镜温度系数消除技术。图2-8示出了单端参考电压具有4.18ppm /℃的温度系数。由此可以看出，基准电压源跟随其变化非常好。 图 4-8 差分基准电压的电源电压调 如图4-8所示是基准电压的变化数值，从图中可以观察出，当的时候，其参考电压的数值为，并且参考电压在到的变化过程中，电压的变化仅仅是，观察这个数值也可以发现，变化是比较小的，误差范围也是较小的。 基于带隙参考电压的电阻分压器和电流镜的失配消除技术，在设计的过程中，我们规定其是以的流水线进行的，并且，我们将电源电压的调整率规定为，这个调整度和电源电压比表现是比较